Mc34063 կաթիլ շրջված: Երեք հերոսներ՝ զարկերակային փոխարկիչներ MC34063-ի վրա: Ինվերտերի սխեմայի տարբեր կետերում գործող օսցիլոգրամներ

Այս հաշվիչը թույլ է տալիս հաշվարկել իմպուլսային DC-DC փոխարկիչի պարամետրերը MC34063A-ի վրա: Հաշվիչը կարող է հաշվարկել խթանման, նվազման և շրջվող փոխարկիչները՝ օգտագործելով լայնորեն հասանելի mc33063 միկրոշրջան (aka mc34063): Էկրանի վրա ցուցադրվում են հաճախականությունը կարգավորող կոնդենսատորի, առավելագույն հոսանքի, կծիկի ինդուկտիվության և դիմադրության դիմադրության տվյալները: Ռեզիստորները ընտրվում են մոտակա ստանդարտ արժեքներից, որպեսզի ելքային լարումը առավելագույնս համապատասխանի պահանջվող արժեքին:

Ct- փոխարկիչի հաճախականությունը կարգավորող կոնդենսատորի հզորությունը:
Ipk- ինդուկտիվության միջոցով գագաթնակետային հոսանք: Ինդուկտիվությունը պետք է նախագծված լինի այս հոսանքի համար:
Rsc- ռեզիստոր, որը կանջատի միկրոշրջանը, եթե հոսանքը գերազանցի:
Lmin- կծիկի նվազագույն ինդուկտիվություն: Դուք չեք կարող ավելի քիչ վերցնել, քան այս դավանանքը:
Ընկ- ֆիլտրի կոնդենսատոր: Որքան մեծ է, այնքան քիչ ծածանք, այն պետք է լինի LOW ESR տեսակի:
R1, R2- լարման բաժանարար, որը սահմանում է ելքային լարումը:

Դիոդը պետք է լինի գերարագ կամ Schottky դիոդ, որի թույլատրելի հակադարձ լարումը պետք է լինի առնվազն 2 անգամ ավելի ելքից:

IC մատակարարման լարումը 3-40 վոլտ, և ընթացիկ Ipkչպետք է գերազանցի 1,5 Ա

Որոշ ժամանակ առաջ ես արդեն հրապարակել էի ակնարկ, որտեղ ես ցույց տվեցի, թե ինչպես պատրաստել PWM կայունացուցիչ՝ օգտագործելով KREN5: Հետո ես նշեցի DC-DC փոխարկիչի ամենատարածված և, հավանաբար, ամենաէժան կարգավորիչներից մեկը: Միկրոշրջան MC34063.
Այսօր ես կփորձեմ լրացնել նախորդ ակնարկը։

Ընդհանուր առմամբ, այս միկրոսխեման կարելի է համարել հնացած, բայց, այնուամենայնիվ, այն վայելում է արժանի ժողովրդականություն: Հիմնականում ցածր գնի պատճառով։ Ես դեռ երբեմն դրանք օգտագործում եմ իմ տարբեր արհեստների մեջ:
Ահա թե ինչու ես որոշեցի ինքս ինձ գնել այս փոքրիկ իրերից հարյուրը: Նրանք ինձ արժեն 4 դոլար, հիմա նույն վաճառողից նրանք արժեն 3,7 դոլար հարյուրի համար, դա ընդամենը 3,7 ցենտ է մեկ հատը:
Դուք կարող եք գտնել դրանք ավելի էժան, բայց ես դրանք պատվիրեցի որպես հավաքածու այլ մասերի հետ (լիթիումի մարտկոցի լիցքավորիչի և լապտերի ընթացիկ կայունացուցիչի ակնարկներ): Կա նաև չորրորդ բաղադրիչը, որը ես պատվիրել եմ այնտեղ, բայց դրա մասին ավելին այլ անգամ։

Դե, ես, հավանաբար, արդեն ձանձրացրել եմ ձեզ երկար ներածությունից, այնպես որ ես կանցնեմ վերանայմանը:
Ես ձեզ անմիջապես կզգուշացնեմ, կլինեն շատ տարբեր տեսակի լուսանկարներ:
Այդ ամենը գալիս էր տոպրակների մեջ՝ փաթաթված պղպջակների մեջ: Այսպիսի փունջ :)

Ինքնին միկրոսխեմաները կոկիկորեն փաթեթավորված են սողնակով տոպրակի մեջ, և դրա վրա կպցված է անվանմամբ թղթի կտոր: Ձեռքով է գրված, բայց չեմ կարծում, որ մակագրությունը ճանաչելու հետ կապված խնդիրներ կլինեն։

Այս միկրոսխեմաները արտադրվում են տարբեր արտադրողների կողմից և նաև տարբեր պիտակավորված են:
MC34063
KA34063
UCC34063
և այլն:
Ինչպես տեսնում եք, փոխվում են միայն առաջին տառերը, թվերը մնում են անփոփոխ, այդ իսկ պատճառով այն սովորաբար կոչվում է պարզապես 34063։
Ես ստացա առաջինները՝ MC34063:

Լուսանկարը նույն միկրոհայի կողքին է, բայց այլ արտադրողի։
Դիտարկվողն աչքի է ընկնում ավելի հստակ գծանշումներով։

Ես չգիտեմ, թե ուրիշ ինչ կարելի է տեսնել, այնպես որ ես կանցնեմ վերանայման երկրորդ մասին՝ ուսումնականին։
DC-DC փոխարկիչներ օգտագործվում են շատ տեղերում, հիմա, հավանաբար, դժվար է գտնել էլեկտրոնային սարք, որը չունենա դրանք:

Կան երեք հիմնական փոխակերպման սխեմաներ, բոլորը նկարագրված են 34063-ում, ինչպես նաև դրա կիրառման մեջ և ևս մեկում:
Բոլոր նկարագրված սխեմաները չունեն գալվանական մեկուսացում: Բացի այդ, եթե ուշադիր նայեք բոլոր երեք սխեմաներին, կնկատեք, որ դրանք շատ նման են և տարբերվում են երեք բաղադրիչների՝ ինդուկտորի, դիոդի և հոսանքի անջատիչի փոխանակմամբ:

Նախ, ամենատարածվածը.
Անցնող կամ իջնող PWM փոխարկիչ:
Այն օգտագործվում է այնտեղ, որտեղ անհրաժեշտ է նվազեցնել լարումը, և դա անել առավելագույն արդյունավետությամբ:
Մուտքային լարումը միշտ ավելի մեծ է, քան ելքային լարումը, սովորաբար առնվազն 2-3 վոլտ, որքան մեծ է տարբերությունը, այնքան լավ (խելամիտ սահմաններում):
Այս դեպքում մուտքի հոսանքն ավելի քիչ է, քան ելքում:
Շղթայի այս ձևավորումը հաճախ օգտագործվում է մայրական տախտակների վրա, չնայած այնտեղ փոխարկիչները սովորաբար բազմաֆազ են և համաժամանակյա ուղղումով, բայց էությունը մնում է նույնը, քայլ դեպի վար:

Այս շղթայում ինդուկտորը էներգիա է կուտակում, երբ բանալին բաց է, իսկ բանալին փակվելուց հետո ինդուկտորի վրա լարումը (ինքնաինդուկցիայի շնորհիվ) լիցքավորում է ելքային կոնդենսատորը:

Հաջորդ սխեման օգտագործվում է մի փոքր ավելի հազվադեպ, քան առաջինը:
Այն հաճախ կարելի է գտնել Power-bank-ներում, որտեղ մարտկոցի 3-4,2 վոլտ լարումը առաջացնում է կայունացված 5 վոլտ:
Օգտագործելով նման միացում, դուք կարող եք ստանալ ավելի քան 5 վոլտ, բայց պետք է հաշվի առնել, որ որքան մեծ է լարման տարբերությունը, այնքան ավելի դժվար է փոխարկիչի աշխատանքը:
Կա նաև այս լուծման մեկ ոչ այնքան հաճելի առանձնահատկություն. ելքը հնարավոր չէ անջատել «ծրագրակազմը»: Նրանք. Մարտկոցը միշտ միացված է ելքին դիոդի միջոցով: Նաև կարճ միացման դեպքում հոսանքը կսահմանափակվի միայն բեռի և մարտկոցի ներքին դիմադրությամբ:
Սրանից պաշտպանվելու համար օգտագործվում են կա՛մ ապահովիչներ, կա՛մ լրացուցիչ հոսանքի անջատիչ:

Ինչպես նախորդ անգամ, երբ հոսանքի անջատիչը բաց է, էներգիան սկզբում կուտակվում է ինդուկտորում, բանալին փակվելուց հետո ինդուկտորում հոսանքը փոխում է իր բևեռականությունը և, մարտկոցի լարման հետ միասին, դիոդի միջոցով գնում է դեպի ելք:
Նման շղթայի ելքային լարումը չի կարող ավելի ցածր լինել, քան մուտքային լարումը հանած դիոդի անկումը:
Մուտքի հոսանքն ավելի մեծ է, քան ելքում (երբեմն զգալիորեն):

Երրորդ սխեման օգտագործվում է բավականին հազվադեպ, բայց այն չդիտարկելը սխալ կլինի։
Այս միացումն ունի ելքային լարման հակառակ բևեռականություն, քան մուտքայինը:
Այն կոչվում է շրջող փոխարկիչ:
Սկզբունքորեն, այս սխեման կարող է կա՛մ ավելացնել, կա՛մ նվազեցնել լարումը մուտքի համեմատ, բայց շղթայի ձևավորման առանձնահատկությունների պատճառով այն հաճախ օգտագործվում է միայն մուտքայինից մեծ կամ հավասար լարումների համար:
Այս շղթայի դիզայնի առավելությունը ելքային լարումն անջատելու հնարավորությունն է՝ փակելով հոսանքի անջատիչը: Առաջին սխեման կարող է դա անել նաև:
Ինչպես նախորդ սխեմաներում, էներգիան կուտակվում է ինդուկտորում, և հոսանքի անջատիչը փակելուց հետո այն մատակարարվում է բեռին հակառակ միացված դիոդի միջոցով:

Երբ ես մտածեցի այս վերանայման մասին, ես չգիտեի, թե որն է ավելի լավ ընտրել որպես օրինակ:
Գոյություն ունեին PoE-ի համար նվազող փոխարկիչ պատրաստելու կամ լուսադիոդը սնուցող փոխարկիչ պատրաստելու տարբերակներ, բայց ինչ-որ կերպ այս ամենը անհետաքրքիր էր և ամբողջովին ձանձրալի:
Բայց մի քանի օր առաջ մի ընկեր զանգահարեց ու խնդրեց, որ օգնեմ իրեն ինչ-որ հարց լուծելու համար։
Անհրաժեշտ էր կայունացված ելքային լարում ստանալ՝ անկախ նրանից՝ մուտքը ելքից մեծ է, թե փոքր։
Նրանք. Ինձ պետք էր բաք-խթանող փոխարկիչ:
Այս կերպափոխիչների տոպոլոգիան կոչվում է (Single-ended առաջնային-ինդուկտորային փոխարկիչ):
Եվս մի քանի լավ փաստաթուղթ այս տոպոլոգիայի վերաբերյալ: , .
Այս տեսակի փոխարկիչների շղթան նկատելիորեն ավելի բարդ է և պարունակում է լրացուցիչ կոնդենսատոր և ինդուկտոր:

Այսպես որոշեցի դա անել

Օրինակ, ես որոշեցի ստեղծել փոխարկիչ, որը կարող է կայունացված 12 վոլտ արտադրել, երբ մուտքը տատանվում է 9-ից 16 վոլտ: Ճիշտ է, փոխարկիչի հզորությունը փոքր է, քանի որ օգտագործվում է միկրոսխեմայի ներկառուցված բանալին, բայց լուծումը բավականին աշխատունակ է:
Եթե ​​դուք շղթան ավելի հզոր եք դարձնում, տեղադրեք դաշտային ազդեցության լրացուցիչ տրանզիստոր, խեղդում ավելի բարձր հոսանքի համար և այլն: ապա այդպիսի միացումը կարող է օգնել լուծել մեքենայում 3,5 դյույմանոց կոշտ սկավառակի սնուցման խնդիրը:
Նաև նման կերպափոխիչները կարող են օգնել լուծել արդեն իսկ հանրաճանաչ դարձած մեկ լիթիումային մարտկոցից 3,3 վոլտ լարման 3-4,2 վոլտ միջակայքում ձեռք բերելու խնդիրը:

Բայց նախ պայմանական դիագրամը վերածենք սկզբունքայինի։

Դրանից հետո մենք այն կվերածենք հետքի, մենք ամեն ինչ չենք քանդակի տպատախտակի վրա:

Դե, հաջորդը ես բաց կթողնեմ իմ ձեռնարկներից մեկում նկարագրված քայլերը, որտեղ ես ցույց տվեցի, թե ինչպես պատրաստել տպագիր տպատախտակ:
Ստացվեց փոքրիկ տախտակ, տախտակի չափսերը՝ 28x22,5, հաստությունը մասերը կնքելուց հետո՝ 8մմ։

Ես փորեցի տան շուրջ բոլոր տեսակի տարբեր մասեր:
Վերանայումներից մեկում ես խեղդամահ եղա:
Միշտ կան ռեզիստորներ:
Կոնդենսատորները մասամբ առկա էին և մասամբ հեռացվեցին տարբեր սարքերից:
10 µF կերամիկականը հանվել է հին կոշտ սկավառակից (դրանք կան նաև մոնիտորի տախտակների վրա), ալյումինե SMD-ը վերցված է հին CD-ROM-ից:

Ես զոդեցի շարֆը և այն կոկիկ ստացվեց։ Ես պետք է լուսանկարեի ինչ-որ լուցկու տուփի վրա, բայց մոռացել էի։ Տախտակի չափերը մոտավորապես 2,5 անգամ փոքր են, քան լուցկու տուփը:

Տախտակն ավելի մոտ է, ես փորձեցի ավելի ամուր դասավորել տախտակը, ազատ տարածությունը շատ չէ։
0.25 Օմ դիմադրությունը ձևավորվում է 1 Օմ 4 դիմադրության 2 մակարդակներում զուգահեռ:

Լուսանկարները շատ են, այնպես որ ես դրանք դրեցի սփոյլերի տակ

Ես ստուգեցի չորս միջակայքում, բայց պատահաբար պարզվեց, որ հինգում է, ես չդիմացա սրան, այլ պարզապես լուսանկարեցի:
Ես չունեի 13K դիմադրություն, ես ստիպված էի այն զոդել 12-ին, ուստի ելքային լարումը որոշ չափով թերագնահատված է:
Բայց քանի որ ես սարքեցի տախտակը պարզապես միկրոշրջանը փորձարկելու համար (այսինքն, այս տախտակն ինքնին ինձ համար այլևս արժեք չունի) և գրելու ակնարկ, ես չանհանգստացա:
Բեռը շիկացած լամպ էր, բեռնվածքի հոսանքը մոտ 225 մԱ էր

Մուտք 9 վոլտ, ելք 11,45

Մուտքը՝ 11 վոլտ, ելքը՝ 11,44։

Մուտքը 13 վոլտ է, ելքը դեռ նույնն է՝ 11.44

Մուտքը 15 վոլտ է, ելքը կրկին 11,44։ :)

Դրանից հետո ես մտածեցի այն ավարտելու մասին, բայց քանի որ դիագրամը ցույց էր տալիս մինչև 16 վոլտ տիրույթ, որոշեցի ստուգել 16-ը:
Մուտքի մոտ՝ 16.28, ելքի մոտ՝ 11.44

Քանի որ ձեռքս ընկավ թվային օսցիլոսկոպ, որոշեցի օսցիլոգրամներ վերցնել:

Ես դրանք էլ եմ թաքցրել սփոյլերի տակ, քանի որ դրանք բավականին շատ են

Սա, իհարկե, խաղալիք է, փոխարկիչի հզորությունը ծիծաղելի է, թեև օգտակար:
Բայց ես վերցրեցի ևս մի քանիսը Aliexpress-ի ընկերոջ համար:
Միգուցե դա ինչ-որ մեկին օգտակար լինի։

Այս օպուսը լինելու է 3 հերոսի մասին։ Ինչու՞ հերոսներ))) Հին ժամանակներից հերոսները հայրենիքի պաշտպաններն են, մարդիկ, ովքեր «գողացել են», այսինքն՝ փրկել, այլ ոչ թե ինչպես հիմա «գողացել են», հարստություն.. Մեր դրայվները զարկերակային փոխարկիչներ են, 3 տեսակի. (քայլ ներքև, քայլ դեպի վեր, ինվերտոր): Ավելին, երեքն էլ գտնվում են մեկ MC34063 չիպի վրա և մեկ տեսակի DO5022 կծիկի վրա՝ 150 μH ինդուկտիվությամբ։ Դրանք օգտագործվում են որպես միկրոալիքային ազդանշանային անջատիչի մաս՝ օգտագործելով փին դիոդներ, որոնց միացումը և տախտակը տրված են այս հոդվածի վերջում:

MC34063 չիպի վրա DC-DC աստիճանաբար ներքև փոխարկիչի հաշվարկ (քայլ ներքև, բաք)

Հաշվարկն իրականացվում է ON Semiconductor-ի ստանդարտ «AN920/D» մեթոդով: Փոխարկիչի էլեկտրական շղթայի դիագրամը ներկայացված է Նկար 1-ում: Շղթայի տարրերի թվերը համապատասխանում են շղթայի վերջին տարբերակին («Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH» ֆայլից):

Նկ. 1 Էլեկտրական շղթայի դիագրամ իջնող վարորդի:

IC ելքեր.

Եզրակացություն 1 - SWC(անջատիչ կոլեկտոր) - ելքային տրանզիստորի կոլեկտոր

Եզրակացություն 2 - S.W.E.(անջատիչ թողարկիչ) - ելքային տրանզիստորի թողարկիչ

Եզրակացություն 3 - TS(ժամանակային կոնդենսատոր) - մուտքագրում ժամանակային կոնդենսատորի միացման համար

Եզրակացություն 4 - GND– հող (միանում է իջնող DC-DC-ի ընդհանուր լարին)

Եզրակացություն 5 - CII (ՖԲ) (comparator inverting input) - համեմատողի հակադարձ մուտքագրում

Եզրակացություն 6 - ՎՍԴ- սնուցում

Եզրակացություն 7 - Ipk- առավելագույն հոսանքի սահմանափակող շղթայի մուտքագրում

Եզրակացություն 8 - DRC(վարորդի կոլեկցիոներ) - ելքային տրանզիստորի վարորդի կոլեկտորը (երկբևեռ տրանզիստորը, որը միացված է միկրոսխեմայի ներսում գտնվող Darlington սխեմայի համաձայն, օգտագործվում է նաև որպես ելքային տրանզիստորի վարորդ):

Տարրեր:

Լ 3- շնչափող: Ավելի լավ է օգտագործել շնչափողը բաց տեսակ(ֆերիտով ամբողջովին փակված չէ) - DO5022T շարքը Coilkraft-ից կամ RLB-ից Bourns-ից, քանի որ նման խեղդուկը հագեցվածության մեջ է մտնում ավելի բարձր հոսանքով, քան սովորական փակ տիպի CDRH Sumida խեղդուկները: Ավելի լավ է օգտագործել խեղդուկներ ավելի բարձր ինդուկտիվությամբ, քան ստացված հաշվարկային արժեքը։

11-ից- ժամանակային կոնդենսատոր, այն որոշում է փոխակերպման հաճախականությունը: 34063 չիպերի փոխակերպման առավելագույն հաճախականությունը մոտ 100 կՀց է:

R 24, R 21— լարման բաժանարար համեմատիչ սխեմայի համար: Համեմատիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքը մատակարարվում է 1,25 Վ լարման ներքին կարգավորիչից, իսկ ինվերտացիոն մուտքը մատակարարվում է լարման բաժանարարից։ Երբ բաժանարարից լարումը հավասարվում է ներքին կարգավորիչի լարմանը, համեմատիչը միացնում է ելքային տրանզիստորը:

C 2, C 5, C 8 և C 17, C 18— ելքային և մուտքային զտիչներ, համապատասխանաբար: Ելքային ֆիլտրի հզորությունը որոշում է ելքային լարման ալիքների քանակը: Եթե ​​հաշվարկների ընթացքում պարզվի, որ համար տրված արժեքը ripple-ը պահանջում է շատ մեծ հզորություն, դուք կարող եք կատարել հաշվարկը մեծ ալիքների համար, այնուհետև օգտագործել լրացուցիչ LC ֆիլտր: Մուտքային հզորությունը սովորաբար վերցվում է 100 ... 470 μF (TI առաջարկությունը առնվազն 470 μF է), ելքային հզորությունը նույնպես վերցվում է 100 ... 470 μF (վերցված է 220 μF):

Ռ 11-12-13 (Rsc)- ընթացիկ սենսորային դիմադրություն: Այն անհրաժեշտ է ընթացիկ սահմանափակող սխեմայի համար: Առավելագույն ելքային տրանզիստորի հոսանքը MC34063 = 1.5A-ի համար, AP34063-ի համար = 1.6A: Եթե ​​գագաթնակետային անջատման հոսանքը գերազանցում է այս արժեքները, միկրոշրջանը կարող է այրվել: Եթե ​​հաստատ հայտնի է, որ գագաթնակետային հոսանքը նույնիսկ չի մոտենում առավելագույն արժեքներին, ապա այս ռեզիստորը չի կարող տեղադրվել: Հաշվարկն իրականացվում է հատուկ գագաթնակետային հոսանքի համար (ներքին տրանզիստորի): Արտաքին տրանզիստոր օգտագործելիս դրա միջով հոսում է գագաթնակետային հոսանքը, իսկ ներքին տրանզիստորի միջով անցնում է ավելի փոքր (հսկիչ) հոսանք:

ՎՏ 4 – արտաքին երկբևեռ տրանզիստորը տեղադրվում է միացումում, երբ հաշվարկված գագաթնակետային հոսանքը գերազանցում է 1.5A-ը (մեծ ելքային հոսանքի դեպքում): Հակառակ դեպքում միկրոշրջանի գերտաքացումը կարող է հանգեցնել դրա ձախողման: Աշխատանքային ռեժիմ (տրանզիստորի բազային հոսանքը) Ռ 26 , Ռ 28 .

VD 2 – Շոտկի դիոդ կամ գերարագ դիոդ առնվազն 2U ելքի լարման (առաջ և հետադարձ)

Հաշվարկման կարգը.

• Ընտրեք անվանական մուտքային և ելքային լարումներ. V in, Վաուտև առավելագույնը

ելքային հոսանք Ես դուրս.

Մեր սխեմայով V-ը =24V-ում, V-ը =5V-ում, I-ը =500mA-ում(առավելագույնը 750 մԱ)

• Ընտրեք նվազագույն մուտքային լարումը V in (րոպե)և նվազագույն աշխատանքային հաճախականությունը fminընտրվածի հետ V inԵվ Ես դուրս.

Մեր սխեմայով V in(min) =20V (ըստ տեխնիկական բնութագրերի),ընտրել f min =50 kHz

3) Հաշվեք արժեքը (t միացված +t անջատված) մաքսըստ բանաձևի (t միացված +t անջատված) max =1/f min, t միացված (առավելագույնը)- առավելագույն ժամանակը, երբ ելքային տրանզիստորը բաց է, toff (առավելագույնը)— առավելագույն ժամանակը, երբ ելքային տրանզիստորը փակ է:

(t միացված +t անջատված) max =1/f min =1/50կՀց=0.02 MS=20 μS

Հաշվարկել հարաբերակցությունը t միացված/թ անջատվածըստ բանաձևի t միացված /t անջատված =(V դուրս +V F)/(V in(min) -V sat -V դուրս), Որտեղ Վ Ֆ- լարման անկում դիոդի վրա (առաջ - առաջ լարման անկում), V նստեց- ելքային տրանզիստորի վրա լարման անկումը, երբ այն գտնվում է լիովին բաց վիճակում (հագեցվածություն - հագեցվածության լարում) տվյալ հոսանքի դեպքում: V նստեցորոշվում է փաստաթղթերում տրված գրաֆիկներից կամ աղյուսակներից: Բանաձեւից պարզ է դառնում, որ ավելին V in, Վաուտև որքան շատ են դրանք տարբերվում միմյանցից, այնքան ավելի քիչ ազդեցություն են ունենում վերջնական արդյունքի վրա Վ ՖԵվ V նստեց.

(t միացված /t անջատված) max =(V դուրս +V F)/(V in(min) -V sat -V out)=(5+0.8)/(20-0.8-5)=5.8/14.2=0.408

4) Իմանալով t միացված/թ անջատվածԵվ (t միացված +t անջատված) մաքսլուծել հավասարումների համակարգը և գտնել t միացված (առավելագույնը).

t անջատված = (t միացված +t անջատված) առավելագույնը / ((t միացված /t անջատված) առավելագույնը +1) =20μS/(0.408+1)=14.2 μS

t on (առավելագույնը) =20- t անջատված=20-14,2 μS=5,8 μS

5) Գտեք ժամանակային կոնդենսատորի հզորությունը 11-ից (Ct) ըստ բանաձևի.

C 11 = 4,5*10 -5 *տ միացված (առավելագույնը).

Գ 11 = 4.5*10 -5 * t on (առավելագույնը) =4,5*10 - 5*5,8 μS=261pF(սա նվազագույն արժեքն է), վերցրեք 680 pF

Որքան փոքր է հզորությունը, այնքան բարձր է հաճախականությունը: 680pF հզորությունը համապատասխանում է 14KHz հաճախականությանը

6) Գտեք ելքային տրանզիստորի միջոցով գագաթնակետային հոսանքը. Ես PK(անջատիչ) =2*I դուրս. Եթե ​​պարզվում է, որ այն ավելի մեծ է, քան ելքային տրանզիստորի առավելագույն հոսանքը (1,5 ... 1,6 Ա), ապա նման պարամետրերով փոխարկիչն անհնար է: Անհրաժեշտ է կամ վերահաշվարկել շղթան ավելի ցածր ելքային հոսանքի համար ( Ես դուրս), կամ օգտագործեք արտաքին տրանզիստորով միացում:

Ես PK(անջատիչ) =2*I դուրս =2*0.5=1Ա(750 մԱ առավելագույն ելքային հոսանքի համար Ես PK (անջատիչ) = 1.4 Ա)

7) Հաշվել Ռ սկըստ բանաձևի. R sc =0.3/I PK (անջատիչ).

R sc =0.3/I PK(անջատիչ) =0.3/1=0.3 Ohm,Զուգահեռաբար միացնում ենք 3 դիմադրություն ( Ռ 11-12-13) 1 օմ

8) Հաշվարկել ելքային ֆիլտրի կոնդենսատորի նվազագույն հզորությունը. C 17 =I PK(անջատիչ) *(t միացված +t անջատված) max /8V ալիք (p-p), Որտեղ V ծածանք (p-p)- ելքային լարման ալիքի առավելագույն արժեքը: Առավելագույն հզորությունը վերցված է ստանդարտ արժեքներից, որոնք ամենամոտ են հաշվարկվածին:

17-ից =Ես PK (անջատիչ) *(t on+ t անջատված) առավելագույնը/8 V ծածանք (էջ — էջ) =1*14.2 µS/8*50 mV=50 µF, վերցրե՛ք 220 µF

9) Հաշվել ինդուկտորի նվազագույն ինդուկտիվությունը.

Լ 1(ր) = t on (առավելագույնը) *(V in (ր) — V նստեց— Վաուտ)/ Ես PK (անջատիչ) . Եթե ​​C 17-ը և L 1-ը չափազանց մեծ են, կարող եք փորձել բարձրացնել փոխակերպման հաճախականությունը և կրկնել հաշվարկը: Որքան բարձր է փոխակերպման հաճախականությունը, այնքան ցածր է ելքային կոնդենսատորի նվազագույն հզորությունը և ինդուկտորի նվազագույն ինդուկտիվությունը:

L 1(րոպե) =t միացված(առավելագույնը) *(V in(min) -V sat -V դուրս)/I PK(անջատիչ) =5.8μS *(20-0.8-5)/1=82.3 μH

Սա նվազագույն ինդուկտիվությունն է: MC34063 միկրոսխեմայի համար ինդուկտորը պետք է ընտրվի կանխամտածված ավելի մեծ ինդուկտիվության արժեքով, քան հաշվարկված արժեքը: CoilKraft DO5022-ից ընտրում ենք L=150μH:

10) Բաժանարարների դիմադրությունները հաշվարկվում են հարաբերակցությունից V դուրս =1,25*(1+R 24 /R 21). Այս ռեզիստորները պետք է լինեն առնվազն 30 ohms:

V out = 5V-ի համար մենք վերցնում ենք R 24 = 3.6K, ապաՌ 21 =1.2K

Առցանց հաշվարկը http://uiut.org/master/mc34063/ ցույց է տալիս հաշվարկված արժեքների ճիշտությունը (բացառությամբ Ct=C11).

Կա նաև մեկ այլ առցանց հաշվարկ http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, որը նույնպես ցույց է տալիս հաշվարկված արժեքների ճիշտությունը։

12) Համաձայն 7-րդ պարբերության հաշվարկման պայմանների, 1A (Max 1.4A) գագաթնակետային հոսանքը տրանզիստորի առավելագույն հոսանքի մոտ է (1.5 ... 1.6 Ա): Ցանկալի է տեղադրել արտաքին տրանզիստոր արդեն գագաթնակետին: 1A հոսանք, միկրոշրջանի գերտաքացումից խուսափելու համար: Սա արված է։ Մենք ընտրում ենք տրանզիստոր VT4 MJD45 (PNP տիպ) ընթացիկ փոխանցման գործակիցով 40 (նպատակահարմար է վերցնել h21e հնարավորինս բարձր, քանի որ տրանզիստորը գործում է հագեցվածության ռեժիմում, և դրա վրա լարման անկումը մոտավորապես = 0,8 Վ է): Տրանզիստորների որոշ արտադրողներ տվյալների թերթիկի վերնագրում նշում են, որ Usat հագեցվածության լարումը ցածր է, մոտ 1 Վ, ինչով դուք պետք է առաջնորդվեք:

Եկեք հաշվարկենք R26 և R28 ռեզիստորների դիմադրությունը ընտրված VT4 տրանզիստորի սխեմաներում:

VT4 տրանզիստորի բազային հոսանքը. Ի b= Ես PK (անջատիչ) / հ 21 հա . Ի b=1/40=25mA

Ռեզիստոր BE շղթայում. Ռ 26 =10*հ21ե/ Ես PK (անջատիչ) . Ռ 26 =10*40/1=400 Օմ (վերցնել R 26 =160 Օմ)

R 26 ռեզիստորի միջով հոսանք՝ I RBE =V BE /R 26 =0.8/160=5mA

Ռեզիստորը բազային միացումում. Ռ 28 =(Vin(min)-Vsat(վարորդ)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

Ռ 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 Օմ, դուք կարող եք վերցնել 160 Օմ-ից պակաս (նույնը, ինչ R 26-ը, քանի որ ներկառուցված Darlington տրանզիստորը կարող է ավելի շատ հոսանք ապահովել ավելի փոքր ռեզիստորի համար:

13) Հաշվի՛ր սնաբեր տարրերը Ռ 32, Գ 16. (տես խթանման շղթայի հաշվարկը և ստորև ներկայացված գծապատկերը):

14) Հաշվենք ելքային ֆիլտրի տարրերը Լ 5 , Ռ 37, Գ 24 (G. Ott «Մեթոդներ ճնշելու աղմուկը և միջամտությունը էլեկտրոնային համակարգեր”էջ 120-121):

Ես ընտրեցի - կծիկ L5 = 150 µH (միևնույն տեսակի ինդուկտորը ակտիվ դիմադրողական դիմադրությամբ Rdross = 0,25 օհմ) և C24 = 47 µF (շղթան ցույց է տալիս 100 µF ավելի մեծ արժեք):

Եկեք հաշվարկենք ֆիլտրի թուլացման նվազումը xi =((R+Rdross)/2)* արմատ (C/L)

R=R37-ը սահմանվում է, երբ թուլացման նվազումը 0,6-ից փոքր է, որպեսզի հեռացվի ֆիլտրի հարաբերական հաճախականության արձագանքի գերազանցումը (ֆիլտրի ռեզոնանս): Հակառակ դեպքում, այս անջատման հաճախականության ֆիլտրը կուժեղացնի տատանումները, այլ ոչ թե կթուլացնի դրանք:

Առանց R37՝ Ksi=0.25/2*(արմատ 47/150)=0.07 - հաճախականության արձագանքը կբարձրանա մինչև +20dB, ինչը վատ է, ուստի մենք սահմանում ենք R=R37=2.2 Ohm, ապա.

C R37. Xi = (1+2.2)/2*(արմատ 47/150) = 0.646 - Xi 0.5 կամ ավելի դեպքում հաճախականության արձագանքը նվազում է (ռեզոնանս չկա):

Զտիչի ռեզոնանսային հաճախականությունը (անջատման հաճախականությունը) Fср=1/(2*pi*L*C) պետք է ընկած լինի միկրոսխեմայի փոխակերպման հաճախականություններից ցածր (այդպիսով զտելով այս բարձր հաճախականությունները 10-100 կՀց): L և C-ի նշված արժեքների համար մենք ստանում ենք Faver = 1896 Հց, որը փոքր է փոխարկիչի գործառնական հաճախականությունից 10-100 կՀց: R37 դիմադրությունը չի կարող ավելացվել մի քանի Օմ-ից ավելի, քանի որ դրա վրայով լարումը կնվազի (500 մԱ բեռի հոսանքի դեպքում և R37=2.2 Օմ, լարման անկումը կլինի Ur37=I*R=0.5*2.2=1.1V): .

Շղթայի բոլոր տարրերը ընտրված են մակերեսային տեղադրման համար

Օսցիլոգրամներ բաք փոխարկիչի միացման տարբեր կետերում.

15) ա) Օսկիլոգրամներ առանց բեռի ( Uin=24V, Uout=+5V):

Լարումը +5 Վ փոխարկիչի ելքում (C18 կոնդենսատորի վրա) առանց բեռի

Տրանզիստորի VT4 կոլեկտորի ազդանշանն ունի 30-40 Հց հաճախականություն, քանի որ առանց բեռի, միացումը սպառում է մոտ 4 մԱ առանց բեռի

Կառավարման ազդանշաններ միկրոսխեմայի 1-ին պտուտակի վրա (ներքևում) և հիմնված VT4 տրանզիստորի վրա (վերին) առանց բեռի

բ) Օսցիլոգրամներ բեռի տակ(Uin=24V, Uout=+5V), հաճախականությունը կարգավորող հզորությամբ c11=680pF: Մենք փոխում ենք բեռը, նվազեցնելով ռեզիստորի դիմադրությունը (ներքևում 3 օսցիլոգրամ): Կայունացուցիչի ելքային հոսանքը մեծանում է, ինչպես նաև մուտքը:

Բեռնվածություն - 3 68 օմ դիմադրություն զուգահեռ ( 221 մԱ) Մուտքային հոսանք – 70 մԱ

Դեղին ճառագայթ - տրանզիստորի վրա հիմնված ազդանշան (հսկողություն) Կապույտ ճառագայթ - ազդանշան տրանզիստորի կոլեկտորի մոտ (ելք) Բեռնվածություն - 5 68 օմ դիմադրություն զուգահեռ ( 367 մԱ) Մուտքային հոսանք – 110 մԱ

Դեղին ճառագայթ - տրանզիստորի վրա հիմնված ազդանշան (հսկողություն) Կապույտ ճառագայթ - ազդանշան տրանզիստորի կոլեկտորի մոտ (ելք) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ) Մուտքային հոսանք – 150 մԱ

Եզրակացություն․ կախված ծանրաբեռնվածությունից՝ փոխվում է իմպուլսի կրկնության հաճախականությունը, ավելի մեծ բեռի դեպքում հաճախականությունը մեծանում է, այնուհետև կուտակման և արձակման փուլերի միջև դադարները (+5V) անհետանում են, մնում են միայն ուղղանկյուն իմպուլսներ. կայունացուցիչն աշխատում է «սահմանի վրա»։ իր հնարավորությունները։ Սա կարելի է տեսնել նաև ստորև բերված օսցիլոգրամում, երբ «սղոցի» լարումը բարձրանում է. կայունացուցիչը մտնում է ընթացիկ սահմանափակման ռեժիմ:

գ) Լարումը հաճախականության կարգավորիչ հզորությամբ c11=680pF 500 մԱ առավելագույն բեռնվածքի դեպքում

Դեղին ճառագայթ - հզորության ազդանշան (հսկիչ սղոց) Կապույտ ճառագայթ - ազդանշան տրանզիստորի կոլեկտորի մոտ (ելք) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ) Մուտքային հոսանք – 150 մԱ

դ) լարման ալիքը կայունացուցիչի ելքում (c18) 500 մԱ առավելագույն բեռնվածության դեպքում

Դեղին ճառագայթ - պուլսացիոն ազդանշան ելքի վրա (s18) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ)

Լարման ալիքը LC(R) ֆիլտրի (c24) ելքի վրա 500 մԱ առավելագույն բեռնվածքի դեպքում

Դեղին ճառագայթ - ալիքային ազդանշան LC(R) ֆիլտրի ելքի վրա (c24) Բեռնվածություն - 1 ռեզիստոր 10 օմ ( 500 մԱ)

Եզրակացություն. գագաթնակետից գագաթնակետ ալիքային լարման միջակայքը նվազել է 300 մՎ-ից մինչև 150 մՎ:

ե) Խոնավացված տատանումների տատանումների օսցիլոգրամ՝ առանց խլացուցիչի.

Կապույտ ճառագայթ - դիոդի վրա առանց խցիկի (ժամանակի ընթացքում զարկերակի տեղադրումը տեսանելի է ժամանակաշրջանին հավասար չէ, քանի որ սա PWM չէ, այլ PFM)

Խոնավացված տատանումների օսցիլոգրամ առանց խզման (մեծացված).

MC34063 չիպի վրա բարձրացող, խթանող DC-DC փոխարկիչի հաշվարկ

http://uiut.org/master/mc34063/. Boost վարորդի համար դա հիմնականում նույնն է, ինչ բաք դրայվերի հաշվարկը, ուստի կարելի է վստահել: Առցանց հաշվարկի ժամանակ սխեման ավտոմատ կերպով փոխվում է ստանդարտ սխեմայի՝ «AN920/D»-ից: Ներածման տվյալները, հաշվարկի արդյունքները և բուն ստանդարտ սխեման ներկայացված են ստորև:

— դաշտային ազդեցության N-ալիք տրանզիստոր VT7 IRFR220N: Բարձրացնում է միկրոսխեմայի բեռնվածքի հզորությունը և թույլ է տալիս արագ միացում: Ընտրված է. Խթանիչ փոխարկիչի էլեկտրական միացումը ներկայացված է Նկար 2-ում: Շղթայի տարրերի թիվը համապատասխանում է շղթայի վերջին տարբերակին («MC34063 3in1-ի դրայվեր – ver 08.SCH» ֆայլից): Դիագրամում կան տարրեր, որոնք միացված չեն ստանդարտ սխեմաառցանց հաշվարկ: Սրանք հետևյալ տարրերն են.

• Արտահոսքի աղբյուրի առավելագույն լարումը V DSS =200 Վ, քանի որ ելքային լարումը բարձր է +94Վ
• Ցածր ալիքի լարման անկում RDS(on) max =0.6Օմ.Որքան ցածր է ալիքի դիմադրությունը, այնքան ցածր են ջեռուցման կորուստները և այնքան բարձր է արդյունավետությունը:
• Փոքր հզորություն (մուտք), որը որոշում է դարպասի լիցքը Քգ (Դարպասի ընդհանուր վճար)և դարպասի ցածր մուտքային հոսանք: Տրված տրանզիստորի համար Ի=Qg*FSW=15nC*50 KHz=750uA.
• Արտահոսքի առավելագույն հոսանքը ես դ= 5 Ա, քանի որ զարկերակային հոսանք Ipk=812 մԱ ելքային հոսանք 100 մԱ

- R30, R31 և R33 լարման բաժանարար տարրեր (նվազեցնում է VT7 դարպասի լարումը, որը պետք է լինի ոչ ավելի, քան V GS = 20V)

- VT7 - R34, VD3, VT6 մուտքային հզորության լիցքաթափման տարրեր VT7 տրանզիստորը փակ վիճակի անցնելիս: Կրճատում է VT7 դարպասի քայքայման ժամանակը 400 nS-ից (ցուցադրված չէ) մինչև 50 nS (ալիքի ձևը 50 nS քայքայման ժամանակով): Միկրոշրջանի 2-րդ մատի մատը բացում է PNP տրանզիստորը VT6 և մուտքային դարպասի հզորությունը լիցքաթափվում է CE հանգույցի VT6 միջով (ավելի արագ, քան պարզապես R33, R34 ռեզիստորի միջոցով):

— կծիկը L-ը հաշվարկելիս շատ մեծ է ստացվում, ընտրվում է ավելի ցածր անվանական արժեք L = L4 (նկ. 2) = 150 μH:

— snubber տարրեր C21, R36.

Snubber-ի հաշվարկ.

Ուստի L=1/(4*3.14^2*(1.2*10^6)^2*26*10^-12)=6.772*10^4 Rsn=√(6.772*10^4 /26*10^- 12)=5,1ԿՕհմ

Սնաբբերի հզորության չափը սովորաբար փոխզիջումային լուծում է, քանի որ, մի կողմից, որքան մեծ է հզորությունը, այնքան լավ հարթեցումը ( քիչ թիվտատանումները), մյուս կողմից, յուրաքանչյուր ցիկլ հզորությունը լիցքավորվում է և ռեզիստորի միջոցով ցրում է օգտակար էներգիայի մի մասը, ինչը ազդում է արդյունավետության վրա (սովորաբար, սովորական ձևավորված ցողունը շատ փոքր-ինչ նվազեցնում է արդյունավետությունը՝ մի քանի տոկոսի սահմաններում):

Տեղադրելով փոփոխական ռեզիստոր՝ մենք ավելի ճշգրիտ որոշեցինք դիմադրությունը Ռ=1 Կ

Նկ.2 Բարձրացնող, խթանիչի էլեկտրական շղթայի դիագրամ:

Օսցիլոգրամներ, որոնք աշխատում են ուժեղացուցիչ փոխարկիչի միացման տարբեր կետերում.

ա) Լարումը տարբեր կետերում առանց բեռի:

Ելքային լարումը - 94 Վ առանց բեռի

Դարպասի լարումը առանց բեռի

Ջրահեռացման լարումը առանց բեռի

բ) լարումը VT7 տրանզիստորի դարպասում (դեղին ճառագայթ) և արտահոսքի (կապույտ ճառագայթ).

դարպասի և արտահոսքի վրա բեռի տակ հաճախականությունը փոխվում է 11 կՀց-ից (90 µs) մինչև 20 կՀց (50 µs) - սա ոչ թե PWM է, այլ PFM:

դարպասի վրա և բեռնաթափել առանց խցիկի (ձգված - 1 տատանումների ժամանակաշրջան)

դարպասի վրա և ցամաքեցնել բեռնաթափման տակ

գ) առաջատար և հետևի եզրային լարման մին 2 (դեղին ճառագայթ) և դարպասի վրա (կապույտ ճառագայթ) VT7, սղոց 3.

կապույտ - 450 ns բարձրացման ժամանակը VT7 դարպասի վրա

Դեղին - բարձրացման ժամանակը 50 նս մեկ փին 2 չիպերի համար կապույտ - 50 ns բարձրացման ժամանակը VT7 դարպասի վրա

սղոցը Ct-ի վրա (IC-ի 3-րդ քորոց)՝ F=11k հսկիչ թողարկմամբ

MC34063 չիպի վրա DC-DC ինվերտորի (քայլ բարձրացում/նվազեցում, ինվերտոր) հաշվարկ

Հաշվարկն իրականացվում է նաև ON Semiconductor-ի ստանդարտ «AN920/D» մեթոդով:

Հաշվարկը կարող է կատարվել անմիջապես «առցանց» http://uiut.org/master/mc34063/: Շրջվող դրայվերի համար դա հիմնականում նույնն է, ինչ բաք դրայվերի հաշվարկը, ուստի կարելի է վստահել: Առցանց հաշվարկի ժամանակ սխեման ավտոմատ կերպով փոխվում է ստանդարտ սխեմայի՝ «AN920/D»-ից: Ներածման տվյալները, հաշվարկի արդյունքները և բուն ստանդարտ սխեման ներկայացված են ստորև:

— երկբևեռ PNP տրանզիստոր VT7 (բարձրացնում է բեռնվածքի հզորությունը) Շրջող փոխարկիչի էլեկտրական միացումը ներկայացված է Նկար 3-ում: Շղթայի տարրերի թիվը համապատասխանում է շղթայի վերջին տարբերակին («Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH» ֆայլից: »): Սխեման պարունակում է տարրեր, որոնք ներառված չեն ստանդարտ առցանց հաշվարկման սխեմայում: Սրանք հետևյալ տարրերն են.

— լարման բաժանարար տարրեր R27, R29 (սահմանում է VT7-ի բազային հոսանքը և աշխատանքային ռեժիմը),

- snubber տարրեր C15, R35 (ճնշում է շնչափողից անցանկալի թրթռումները)

Որոշ բաղադրիչներ տարբերվում են հաշվարկվածներից.

• կծիկ L վերցված է L = L2 (նկ. 3) = 150 μH հաշվարկված արժեքից պակաս (բոլոր պարույրները նույն տեսակի են)
• ելքային հզորությունը հաշվարկվածից փոքր է վերցվում C0=C19=220μF
• Հաճախականությունը կարգավորող կոնդենսատորը վերցված է C13=680pF, որը համապատասխանում է 14KHz հաճախականությանը
• բաժանարար ռեզիստորներ R2=R22=3.6K, R1=R25=1.2K (վերցված առաջինը ելքային լարման համար -5V) և վերջնական ռեզիստորներ R2=R22=5.1K, R1=R25=1.2K (ելքային լարումը -6.5V)

Ընթացիկ սահմանափակող ռեզիստորը վերցված է Rsc - 3 դիմադրություն զուգահեռաբար, յուրաքանչյուրը 1 Օմ (արդյունքում դիմադրությունը 0,3 Օմ)

Նկ.3 Ինվերտորի էլեկտրական շղթայի դիագրամ (քայլ բարձրացում/քայլ իջեցում, ինվերտոր):

Ինվերտերի միացման տարբեր կետերում գործող օսցիլոգրամներ.

ա) մուտքային լարման +24 Վ առանց բեռի:

ելք -6.5V առանց բեռի

կոլեկտորի վրա – էներգիայի կուտակում և արտազատում առանց բեռի

1-ին կապի և տրանզիստորի հիմքի վրա առանց բեռի

առանց բեռի տրանզիստորի հիմքի և կոլեկտորի վրա

ելքային ալիք առանց բեռի

Երբ ցանկացած սարքի մշակողը բախվում է «Ինչպե՞ս ստանալ անհրաժեշտ լարումը» հարցին, պատասխանը սովորաբար պարզ է՝ գծային կայունացուցիչ: Նրանց անկասկած առավելությունը նրանց ցածր գինն է և նվազագույն լարերը: Բայց այս առավելություններից բացի, նրանք ունեն մի թերություն՝ ուժեղ ջեռուցում։ Գծային կայունացուցիչները մեծ քանակությամբ թանկարժեք էներգիա են վերածում ջերմության: Ուստի նման կայունացուցիչների օգտագործումը մարտկոցով աշխատող սարքերում նպատակահարմար չէ: Ավելի խնայող են DC-DC փոխարկիչներ. Ահա թե ինչի մասին կխոսենք:

Հետևի տեսք.

Գործառնական սկզբունքների մասին ամեն ինչ արդեն ասվել է իմ առջև, այնպես որ ես չեմ անդրադառնա դրա վրա: Միայն ասեմ, որ նման փոխարկիչները գալիս են «Step-UP» (step-up) և «Step-Down» (step-down) փոխարկիչներով: Ինձ, իհարկե, հետաքրքրում էր վերջինս։ Թե ինչ է տեղի ունեցել, կարող եք տեսնել վերևի նկարում։ Փոխարկիչի սխեմաները խնամքով վերագծվել են իմ կողմից տվյալների աղյուսակից :-) Սկսենք Step-Down փոխարկիչից.

Ինչպես տեսնում եք, ոչ մի բարդ բան չկա: R3 և R2 ռեզիստորները ձևավորում են բաժանարար, որից լարումը հանվում և մատակարարվում է ոտքին հետադարձ կապմիկրոսխեմաներ MC34063.Համապատասխանաբար, փոխելով այս ռեզիստորների արժեքները, կարող եք փոխել լարումը փոխարկիչի ելքում: Resistor R1-ը ծառայում է կարճ միացման դեպքում միկրոշրջանը խափանումից պաշտպանելու համար: Եթե ​​փոխարենը ցատկող զոդեք, պաշտպանությունը կանջատվի, և շղթան կարող է կախարդական ծուխ արձակել, որի վրա աշխատում են բոլոր էլեկտրոնիկան: :-) Որքան մեծ է այս ռեզիստորի դիմադրությունը, այնքան ավելի քիչ հոսանք կարող է փոխանցել փոխարկիչը: 0,3 ohms դիմադրությամբ հոսանքը չի գերազանցի կես ամպերը: Ի դեպ, այս բոլոր ռեզիստորները կարող են հաշվարկվել իմ կողմից: Խեղդուկը պատրաստի վերցրեցի, բայց ոչ ոք ինձ չի արգելում ինքս փաթաթել։ Հիմնական բանը այն է, որ այն ունի պահանջվող հոսանքը: Դիոդը նույնպես ցանկացած Schottky է և նաև պահանջվող հոսանքի համար: Որպես վերջին միջոց, դուք կարող եք զուգահեռ երկու ցածր էներգիայի դիոդներ: Կոնդենսատորի լարումները նշված չեն դիագրամի վրա, դրանք պետք է ընտրվեն մուտքային և ելքային լարման հիման վրա: Ավելի լավ է կրկնակի ռեզերվով վերցնել։
Step-UP փոխարկիչը փոքր տարբերություններ ունի իր միացումում.

Պահանջները մասերի համար նույնն են, ինչ «Step-Down»-ի համար: Ինչ վերաբերում է ստացված ելքային լարման որակին, ապա այն բավականին կայուն է, իսկ ալիքները, ինչպես ասում են, փոքր են։ (Ես ինքս չեմ կարող ասել ալիքների մասին, քանի որ դեռ չունեմ օսցիլոսկոպ): Հարցեր, առաջարկություններ մեկնաբանություններում։

MC34063-ը միկրոկոնտրոլերի բավականին տարածված տեսակ է՝ ինչպես ցածրից բարձր, այնպես էլ բարձրից ցածր լարման փոխարկիչներ կառուցելու համար: Միկրոշրջանի առանձնահատկությունները կայանում են նրա տեխնիկական բնութագրերի և կատարողականի ցուցանիշների մեջ: Սարքը կարող է լավ վարվել մինչև 1,5 Ա անջատիչ հոսանքի բեռների հետ, ինչը ցույց է տալիս դրա օգտագործման լայն շրջանակը տարբեր իմպուլսային փոխարկիչներում՝ բարձր գործնական բնութագրերով:

Չիպի նկարագրությունը

Լարման կայունացում և փոխակերպում- Սա կարևոր գործառույթ է, որն օգտագործվում է բազմաթիվ սարքերում: Սրանք բոլոր տեսակի կարգավորվող սնուցման աղբյուրներն են, փոխակերպման սխեմաները և բարձրորակ ներկառուցված սնուցման աղբյուրները: Սպառողական էլեկտրոնիկայի մեծ մասը նախագծված է հատուկ այս MS-ի վրա, քանի որ այն ունի բարձր կատարողական բնութագրեր և առանց խնդիրների միացնում է բավականին մեծ հոսանք:

MC34063-ն ունի ներկառուցված տատանիչ, ուստի սարքը գործարկելու և լարումը տարբեր մակարդակների փոխակերպելու համար բավական է նախնական կողմնակալություն ապահովել՝ միացնելով 470pF կոնդենսատորը: Այս վերահսկիչը շատ տարածված էմեծ թվով ռադիոսիրողների շրջանում։ Չիպը լավ է աշխատում բազմաթիվ սխեմաներում: Եվ ունենալով պարզ տոպոլոգիա և պարզ տեխնիկական սարք, հեշտությամբ կարող եք հասկանալ դրա գործողության սկզբունքը։

Տիպիկ միացման սխեման բաղկացած է հետևյալ բաղադրիչներից.

• 3 դիմադրություն;
• դիոդ;
• 3 կոնդենսատոր;
• ինդուկտիվություն.

Հաշվի առնելով լարումը նվազեցնելու կամ կայունացնելու սխեման, դուք կարող եք տեսնել, որ այն հագեցած է խորը հետադարձ կապով և բավականին հզոր ելքային տրանզիստորով, որն իր միջով անցնում է լարումը ուղիղ հոսանքով:

Լարման նվազեցման և կայունացման համար անջատիչ միացում

Դիագրամից երևում է, որ ելքային տրանզիստորի հոսանքը սահմանափակվում է R1 ռեզիստորով, իսկ փոխակերպման պահանջվող հաճախականությունը սահմանելու ժամանակային բաղադրիչը C2 կոնդենսատորն է։ Ինդուկտիվությունը L1-ը կուտակում է էներգիա, երբ տրանզիստորը բաց է, իսկ երբ այն փակ է, այն դիոդի միջոցով լիցքաթափվում է ելքային կոնդենսատոր: Փոխակերպման գործակիցը կախված է R3 և R2 ռեզիստորների դիմադրությունների հարաբերակցությունից:

PWM կայունացուցիչն աշխատում է զարկերակային ռեժիմով.

Երբ երկբևեռ տրանզիստորը միանում է, ինդուկտիվությունը ստանում է էներգիա, որն այնուհետև կուտակվում է ելքային հզորության մեջ: Այս ցիկլը կրկնվում է անընդհատ՝ ապահովելով ելքի կայուն մակարդակ։ Պայմանով, որ միկրոսխեմայի մուտքում կա 25 Վ լարում, դրա ելքում այն ​​կլինի 5 Վ՝ մինչև 500 մԱ առավելագույն ելքային հոսանքով:

Լարումը կարող է ավելացվելմուտքի հետ միացված հետադարձ շղթայում դիմադրության հարաբերակցության տեսակը փոխելով: Այն նաև օգտագործվում է որպես լիցքաթափման դիոդ կծիկի մեջ կուտակված հետևի EMF-ի գործողության ժամանակ տրանզիստորով բաց լիցքավորման պահին:

Գործնականում օգտագործելով այս սխեման, հնարավոր է արտադրել բարձր արդյունավետությունբաք փոխարկիչ: Այս դեպքում միկրոսխեման չի սպառում ավելորդ հզորությունը, որն ազատվում է, երբ լարումը իջնում ​​է մինչև 5 կամ 3,3 Վ: Դիոդը նախատեսված է ելքային կոնդենսատորին ինդուկտիվության հակադարձ լիցքաթափում ապահովելու համար:

Զարկերակային նվազեցման ռեժիմլարումը թույլ է տալիս զգալիորեն խնայել մարտկոցի էներգիան ցածր էներգիայի սարքերը միացնելիս: Օրինակ, սովորական պարամետրային կայունացուցիչ օգտագործելիս շահագործման ընթացքում այն ​​ջեռուցելը պահանջում էր հզորության առնվազն 50% -ը: Այդ դեպքում ի՞նչ կարող ենք ասել, եթե պահանջվում է 3,3 Վ ելքային լարում: 1 Վտ բեռնվածությամբ նման նվազող աղբյուրը կսպառի բոլոր 4 Վտ-ը, ինչը կարևոր է բարձրորակ և հուսալի սարքեր մշակելիս:

Ինչպես ցույց է տալիս MC34063-ի օգտագործման պրակտիկան, էներգիայի միջին կորուստը կրճատվում է մինչև առնվազն 13%, ինչը դարձավ ամենակարևոր խթանը դրա գործնական իրականացման համար՝ բոլոր ցածր լարման սպառողներին սնուցելու համար: Եվ հաշվի առնելով զարկերակային լայնության կառավարման սկզբունքը, միկրոսխեման աննշան տաքանալու է։ Հետեւաբար, այն հովացնելու համար ռադիատորներ չեն պահանջվում: Նման փոխակերպման շղթայի միջին արդյունավետությունը առնվազն 87% է:

Լարման կարգավորումմիկրոշրջանի ելքում իրականացվում է դիմադրողական բաժանարարի շնորհիվ: Երբ այն գերազանցում է անվանական արժեքը 1,25 Վ-ով, կոմպորատորը միացնում է ձգանը և փակում տրանզիստորը: Այս նկարագրությունը նկարագրում է լարման նվազեցման միացում 5 Վ ելքային մակարդակով: Այն փոխելու, մեծացնելու կամ նվազեցնելու համար հարկավոր է փոխել մուտքային բաժանարարի պարամետրերը:

Անջատիչի հոսանքը սահմանափակելու համար օգտագործվում է մուտքային ռեզիստոր: Հաշվարկվում է որպես մուտքային լարման հարաբերակցություն R1 դիմադրության դիմադրությանը: Կարգավորվող լարման կայունացուցիչ կազմակերպելու համար փոփոխական ռեզիստորի միջին կետը միացված է միկրոսխեմայի 5-րդ փին: Մեկ ելքը դեպի ընդհանուր մետաղալարն է, իսկ երկրորդը՝ էլեկտրամատակարարումը: Փոխակերպման համակարգը գործում է 100 կՀց հաճախականության տիրույթում, եթե ինդուկտիվությունը փոխվում է, այն կարող է փոխվել: Քանի որ ինդուկտիվությունը նվազում է, փոխակերպման հաճախականությունը մեծանում է:

Գործողության այլ ռեժիմներ

Ի լրումն կրճատման և կայունացման աշխատանքային ռեժիմների, բավականին հաճախ օգտագործվում են նաև խթանման ռեժիմներ: տարբերվում է նրանով, որ ինդուկտիվությունը ելքի վրա չէ: Ընթացքը հոսում է դրա միջով դեպի բեռը, երբ բանալին փակ է, որը, երբ բացվում է, բացասական լարում է մատակարարում ինդուկտիվության ստորին տերմինալին:

Դիոդը, իր հերթին, ապահովում է ինդուկտիվության արտանետում բեռին մեկ ուղղությամբ: Հետևաբար, երբ անջատիչը բաց է, էներգիայի աղբյուրից 12 Վ և առավելագույն հոսանքն առաջանում է բեռի վրա, իսկ երբ այն փակվում է ելքային կոնդենսատորում, այն բարձրանում է մինչև 28 Վ: Խթանման շղթայի արդյունավետությունը առնվազն 83% է: Շղթայի առանձնահատկությունըԱյս ռեժիմում աշխատելիս ելքային տրանզիստորը միանում է սահուն, ինչը ապահովվում է բազային հոսանքը սահմանափակելով լրացուցիչ դիմադրության միջոցով, որը միացված է MS-ի 8-րդ պտուկին: Փոխարկիչի ժամացույցի հաճախականությունը սահմանվում է փոքր կոնդենսատորով, հիմնականում 470 pF, մինչդեռ այն 100 կՀց է:

Ելքային լարումը որոշվում է հետևյալ բանաձևով.

Uout=1,25*R3 *(R2+R3)

Օգտագործելով վերը նշված շղթան MC34063A միկրոսխեմայի միացման համար, դուք կարող եք կատարել լարման փոխարկիչ, որը սնուցվում է USB-ից մինչև 9, 12 կամ ավելի վոլտ՝ կախված R3 ռեզիստորի պարամետրերից: Սարքի բնութագրերի մանրամասն հաշվարկ իրականացնելու համար կարող եք օգտագործել հատուկ հաշվիչ: Եթե ​​R2-ը 2.4k ohms է, իսկ R3-ը՝ 15k ohms, ապա շղթան 5V-ը կվերափոխի 12V-ի:

MC34063A լարման ուժեղացման միացում արտաքին տրանզիստորով

Ներկայացված սխեման օգտագործում է դաշտային տրանզիստոր: Բայց դրա մեջ սխալ կար. Երկբևեռ տրանզիստորի վրա անհրաժեշտ է փոխել տեղ-տեղ Կ-Է. Ստորև բերված է նկարագրությունից դիագրամ: Արտաքին տրանզիստորը ընտրվում է միացման հոսանքի և ելքային հզորության հիման վրա:

Շատ հաճախ, LED լույսի աղբյուրները սնուցելու համար, այս հատուկ միկրոշրջանն օգտագործվում է իջնող կամ բարձրացող փոխարկիչ կառուցելու համար: Բարձր արդյունավետությունը, ցածր սպառումը և ելքային լարման բարձր կայունությունը շղթայի իրականացման հիմնական առավելություններն են: Կան բազմաթիվ LED վարորդի սխեմաներ տարբեր հատկանիշներով:

Որպես բազմաթիվ օրինակներից մեկը գործնական կիրառությունՍտորև կարող եք դիտարկել հետևյալ դիագրամը.

Սխեման աշխատում է հետևյալ կերպ.

Երբ կիրառվում է կառավարման ազդանշան, MS-ի ներքին ձգանն արգելափակվում է, և տրանզիստորը փակվում է: Իսկ դաշտային տրանզիստորի լիցքավորման հոսանքը հոսում է դիոդով։ Երբ հսկիչ զարկերակը հանվում է, ձգանը անցնում է երկրորդ վիճակի և բացում տրանզիստորը, ինչը հանգեցնում է VT2 դարպասի լիցքաթափմանը: Երկու տրանզիստորների այս միացումը Ապահովում է արագ միացում և անջատում VT1, որը նվազեցնում է ջեռուցման հավանականությունը փոփոխական բաղադրիչի գրեթե լիակատար բացակայության պատճառով: LED-ների միջով անցնող հոսանքը հաշվարկելու համար կարող եք օգտագործել՝ I=1.25V/R2:

Լիցքավորիչ MC34063-ի համար

MC34063 կարգավորիչը ունիվերսալ է: Բացի սնուցման աղբյուրներից, այն կարող է օգտագործվել 5 Վ ելքային լարում ունեցող հեռախոսների համար լիցքավորիչ նախագծելու համար։ Ստորև բերված է սարքի իրականացման դիագրամ: Նրա գործողության սկզբունքըբացատրվում է որպես կանոնավոր նվազման փոխակերպման դեպքում: Մարտկոցի լիցքավորման ելքային հոսանքը մինչև 1A է 30% մարժանով: Այն մեծացնելու համար հարկավոր է օգտագործել արտաքին տրանզիստոր, օրինակ՝ KT817 կամ որևէ այլ: