Mc34063 drop invertert. Tre helter - pulsomformere på MC34063. Oscillogrammer av drift på forskjellige punkter i omformerkretsen

Denne kalkulatoren lar deg beregne parametrene til en pulset DC-DC-omformer på MC34063A. Kalkulatoren kan beregne boost, step-down og inverterende omformere ved å bruke den allment tilgjengelige mikrokretsen mc33063 (alias mc34063). Dataene tiln, maksimal strøm, spoleinduktans og motstandsmotstand vises på skjermen. Motstander velges fra de nærmeste standardverdiene slik at utgangsspenningen samsvarer best med den nødvendige verdien.

Ct- kapasiteten til omformerens frekvensinnstillingskondensator.
IPk- toppstrøm gjennom induktansen. Induktansen må være designet for denne strømmen.
Rsc- en motstand som vil slå av mikrokretsen hvis strømmen overskrides.
Lmin- minimum spoleinduktans. Du kan ikke ta mindre enn denne valøren.
Co- filterkondensator. Jo større den er, jo mindre krusning, bør den være av typen LAV ESR.
R1, R2- en spenningsdeler som setter utgangsspenningen.

Dioden må være en ultrarask eller Schottky-diode med en tillatt reversspenning på minst 2 ganger utgangen.

IC-forsyningsspenning 3 - 40 volt, og strømmen IPk bør ikke overstige 1,5A

For en tid siden publiserte jeg allerede en anmeldelse hvor jeg viste hvordan man lager en PWM-stabilisator med KREN5. Så nevnte jeg en av de vanligste og sannsynligvis billigste DC-DC-omformerkontrollerne. Mikrokrets MC34063.
I dag vil jeg prøve å utfylle den forrige anmeldelsen.

Generelt kan denne mikrokretsen betraktes som utdatert, men likevel nyter den velfortjent popularitet. Hovedsakelig på grunn av den lave prisen. Jeg bruker dem fortsatt noen ganger i mitt forskjellige håndverk.
Det er faktisk derfor jeg bestemte meg for å kjøpe meg hundre av disse små tingene. De koster meg 4 dollar, nå koster de fra samme selger 3,7 dollar per hundre, det er bare 3,7 cent stykket.
Du kan finne dem billigere, men jeg bestilte dem som et sett med andre deler (anmeldelser av en lader for et litiumbatteri og en strømstabilisator for en lommelykt). Det er også en fjerde komponent, som jeg bestilte der, men mer om det en annen gang.

Vel, jeg har nok allerede kjedet deg med den lange introduksjonen, så jeg går videre til anmeldelsen.
La meg advare deg med en gang, det blir mange bilder.
Det hele kom i poser, pakket inn i bobleplast. En sånn gjeng :)

Selve mikrokretsene er pent pakket i en pose med lås, og et stykke papir med navnet er limt på. Det ble skrevet for hånd, men jeg tror ikke det vil være noen problemer med å gjenkjenne inskripsjonen.

Disse mikrokretsene er produsert av forskjellige produsenter og er også merket forskjellig.
MC34063
KA34063
UCC34063
Etc.
Som du kan se, endres bare de første bokstavene, tallene forblir uendret, og det er derfor det vanligvis kalles bare 34063.
Jeg fikk de første, MC34063.

Bildet er ved siden av samme mikruha, men fra en annen produsent.
Den som vurderes skiller seg ut med tydeligere markeringer.

Jeg vet ikke hva mer som kan sees, så jeg går videre til den andre delen av anmeldelsen, den pedagogiske.
DC-DC omformere brukes mange steder, nå er det sannsynligvis vanskelig å finne en elektronisk enhet som ikke har dem.

Det er tre hovedkonverteringsordninger, alle er beskrevet i 34063, så vel som i søknaden, og i en til.
Alle de beskrevne kretsene har ikke galvanisk isolasjon. Også, hvis du ser nøye på alle tre kretsene, vil du legge merke til at de er veldig like og skiller seg ut i utvekslingen av tre komponenter, induktoren, dioden og strømbryteren.

Først den vanligste.
Step-down eller step-down PWM-omformer.
Den brukes der det er nødvendig å redusere spenningen, og for å gjøre dette med maksimal effektivitet.
Inngangsspenningen er alltid større enn utgangsspenningen, vanligvis minst 2-3 volt; jo større forskjellen er, jo bedre (innenfor rimelige grenser).
I dette tilfellet er strømmen ved inngangen mindre enn ved utgangen.
Denne kretsdesignen brukes ofte på hovedkort, selv om omformerne der vanligvis er flerfasede og med synkron retting, men essensen forblir den samme, Step-Down.

I denne kretsen akkumulerer induktoren energi når nøkkelen er åpen, og etter at nøkkelen er lukket, lader spenningen over induktoren (på grunn av selvinduksjon) utgangskondensatoren

Den neste ordningen brukes litt sjeldnere enn den første.
Det kan ofte finnes i Power-banker, hvor en batterispenning på 3-4,2 volt gir stabiliserte 5 volt.
Ved å bruke en slik krets kan du få mer enn 5 volt, men det må tas i betraktning at jo større spenningsforskjellen er, jo vanskeligere er det for omformeren å fungere.
Det er også en ikke veldig hyggelig funksjon ved denne løsningen: utgangen kan ikke deaktiveres "programvare". De. Batteriet er alltid koblet til utgangen via en diode. Også, i tilfelle kortslutning, vil strømmen bare begrenses av den interne motstanden til lasten og batteriet.
For å beskytte mot dette brukes enten sikringer eller en ekstra strømbryter.

Akkurat som forrige gang, når strømbryteren er åpen, akkumuleres energi først i induktoren; etter at nøkkelen er lukket, endrer strømmen i induktoren sin polaritet og, summert med batterispenningen, går den til utgangen gjennom dioden.
Utgangsspenningen til en slik krets kan ikke være lavere enn inngangsspenningen minus diodefallet.
Strømmen ved inngangen er større enn ved utgangen (noen ganger betydelig).

Den tredje ordningen brukes ganske sjelden, men det ville være feil å ikke vurdere det.
Denne kretsen har en utgangsspenning med motsatt polaritet enn inngangen.
Det kalles en inverterende omformer.
I prinsippet kan denne kretsen enten øke eller redusere spenningen i forhold til inngangen, men på grunn av særegenhetene ved kretsdesignet, brukes den ofte bare for spenninger større enn eller lik inngangen.
Fordelen med denne kretsdesignen er muligheten til å slå av utgangsspenningen ved å lukke strømbryteren. Den første ordningen kan også gjøre dette.
Som i tidligere ordninger akkumuleres energi i induktoren, og etter å ha lukket strømbryteren tilføres den til lasten gjennom en omvendt koblet diode.

Da jeg unnfanget denne anmeldelsen, visste jeg ikke hva som ville være bedre å velge som eksempel.
Det var muligheter for å lage en step-down-konverter for PoE eller en step-up-konverter for å drive en LED, men på en eller annen måte var alt dette uinteressant og helt kjedelig.
Men for noen dager siden ringte en venn og ba meg hjelpe ham med å løse et problem.
Det var nødvendig å oppnå en stabilisert utgangsspenning uavhengig av om inngangen var større eller mindre enn utgangen.
De. Jeg trengte en buck-boost-omformer.
Topologien til disse omformerne kalles (Enkeltende primærinduktoromformer).
Et par flere gode dokumenter om denne topologien. , .
Kretsen til denne typen omformer er merkbart mer kompleks og inneholder en ekstra kondensator og induktor.

Dette er hvordan jeg bestemte meg for å gjøre det

For eksempel bestemte jeg meg for å lage en omformer som er i stand til å produsere stabiliserte 12 volt når inngangen svinger fra 9 til 16 volt. Riktignok er kraften til omformeren liten, siden den innebygde nøkkelen til mikrokretsen brukes, men løsningen er ganske brukbar.
Hvis du gjør kretsen kraftigere, installer en ekstra felteffekttransistor, choker for høyere strøm osv. da kan en slik krets bidra til å løse problemet med å drive en 3,5-tommers harddisk i en bil.
Slike omformere kan også bidra til å løse problemet med å oppnå, som allerede har blitt populært, en spenning på 3,3 volt fra ett litiumbatteri i området 3-4,2 volt.

Men først, la oss gjøre det betingede diagrammet til et prinsipp.

Etter det vil vi gjøre det om til et spor; vi vil ikke forme alt på kretskortet.

Vel, neste vil jeg hoppe over trinnene beskrevet i en av veiledningene mine, der jeg viste hvordan man lager et kretskort.
Resultatet ble en liten plate, dimensjonene på brettet var 28x22,5, tykkelsen etter forsegling av delene var 8mm.

Jeg gravde opp alle mulige forskjellige deler rundt huset.
Jeg hadde chokes i en av anmeldelsene.
Det er alltid motstander.
Kondensatorene var delvis til stede og delvis fjernet fra forskjellige enheter.
Den 10 µF keramiske ble fjernet fra en gammel harddisk (de finnes også på skjermkort), SMD-en i aluminium ble tatt fra en gammel CD-ROM.

Jeg loddet skjerfet og det ble pent. Jeg burde tatt et bilde på en fyrstikkeske, men jeg glemte det. Dimensjonene på brettet er omtrent 2,5 ganger mindre enn en fyrstikkeske.

Brettet er nærmere, jeg prøvde å ordne brettet tettere, det er ikke mye ledig plass.
En 0,25 Ohm motstand er formet til fire 1 Ohm motstander parallelt på 2 nivåer.

Det er mange bilder, så jeg legger dem under en spoiler

Jeg sjekket inn fire områder, men ved en tilfeldighet viste det seg å være i fem, jeg motsto ikke dette, men tok bare et nytt bilde.
Jeg hadde ikke en 13K motstand, jeg måtte lodde den til 12, så utgangsspenningen er noe undervurdert.
Men siden jeg laget brettet bare for å teste mikrokretsen (det vil si at dette brettet ikke lenger har noen verdi for meg) og skrive en anmeldelse, gadd jeg ikke.
Belastningen var en glødelampe, belastningsstrømmen var omtrent 225mA

Inngang 9 Volt, utgang 11,45

Inngangen er 11 volt, utgangen er 11,44.

Inngangen er 13 volt, utgangen er fortsatt den samme 11,44

Inngangen er 15 volt, utgangen er igjen 11,44. :)

Etter det tenkte jeg å fullføre den, men siden diagrammet indikerte et område på opptil 16 volt, bestemte jeg meg for å sjekke ved 16.
Ved innkjøring 16.28, ved avkjørsel 11.44

Siden jeg fikk tak i et digitalt oscilloskop, bestemte jeg meg for å ta oscillogrammer.

Jeg gjemte dem også under spoileren, siden det er ganske mange av dem

Dette er selvfølgelig et leketøy, kraften til omformeren er latterlig, selv om den er nyttig.
Men jeg plukket opp noen flere for en venn på Aliexpress.
Kanskje det vil være nyttig for noen.

Dette opuset vil handle om 3 helter. Hvorfor helter?))) Siden eldgamle tider er helter forsvarerne av moderlandet, folk som "stjal", det vil si reddet, og ikke, som nå, "stjal", rikdom.. Våre stasjoner er pulsomformere, 3 typer (trinn ned, trinn opp, inverter ). Dessuten er alle tre på én MC34063-brikke og på én type DO5022-spole med en induktans på 150 μH. De brukes som en del av en mikrobølgesignalbryter ved hjelp av pin-dioder, kretsen og kortet som er gitt på slutten av denne artikkelen.

Beregning av en DC-DC nedtrappingsomformer (nedtrapping, buck) på MC34063-brikken

Beregningen er utført ved bruk av standard “AN920/D” metode fra ON Semiconductor. Det elektriske kretsskjemaet til omformeren er vist i figur 1. Tallene på kretselementene tilsvarer den siste versjonen av kretsen (fra filen "Driver for MC34063 3in1 – ver 08.SCH").

Fig. 1 Elektrisk kretsskjema for en nedtrappingsdriver.

IC-utganger:

Konklusjon 1 - SWC(bryterkollektor) - utgangstransistorkollektor

Konklusjon 2 - S.W.E.(bryter emitter) - emitter av utgangstransistoren

Konklusjon 3 - TS(tidskondensator) - inngang for tilkobling av en tidskondensator

Konklusjon 4 - GND– jord (kobles til den felles ledningen til den nedtrappede DC-DC)

Konklusjon 5 - CII(FB) (komparatorinverterende inngang) - inverterende inngang til komparatoren

Konklusjon 6 - VCC- ernæring

Konklusjon 7 - IPk— inngang til den maksimale strømbegrensningskretsen

Konklusjon 8 - DRC(driverkollektor) - kollektoren til utgangstransistordriveren (en bipolar transistor koblet i henhold til en Darlington-krets plassert inne i mikrokretsen brukes også som en utgangstransistordriver).

Elementer:

L 3- Gasspedal. Bedre å bruke gassen åpen type(ikke helt lukket med ferritt) - DO5022T-serien fra Coilkraft eller RLB fra Bourns, siden en slik choke går inn i metning ved høyere strøm enn de vanlige lukkede chokene CDRH Sumida. Det er bedre å bruke struper med høyere induktans enn den beregnede verdien som oppnås.

Fra 11- Tidskondensator, den bestemmer konverteringsfrekvensen. Maksimal konverteringsfrekvens for 34063 brikker er omtrent 100 kHz.

R 24, R 21— spenningsdeler for komparatorkretsen. Den ikke-inverterende inngangen til komparatoren forsynes med en spenning på 1,25V fra den interne regulatoren, og den inverterende inngangen tilføres fra spenningsdeleren. Når spenningen fra deleren blir lik spenningen fra den interne regulatoren, bytter komparatoren utgangstransistoren.

C 2, C 5, C 8 og C 17, C 18— henholdsvis utgangs- og inngangsfiltre. Utgangsfilterkapasitansen bestemmer mengden av utgangsspenningsrippel. Hvis i ferd med beregninger viser det seg at for gitt verdi krusning krever en veldig stor kapasitans, du kan gjøre beregningen for store krusninger, og deretter bruke et ekstra LC-filter. Inngangskapasitansen er vanligvis tatt 100 ... 470 μF (TI-anbefaling er minst 470 μF), utgangskapasitansen er også tatt 100 ... 470 μF (tatt 220 μF).

R 11-12-13 (Rsc)- strømfølende motstand. Det er nødvendig for strømbegrensningskretsen. Maksimal utgangstransistorstrøm for MC34063 = 1,5A, for AP34063 = 1,6A. Hvis toppsvitsjstrømmen overskrider disse verdiene, kan mikrokretsen brenne ut. Hvis det er sikkert kjent at toppstrømmen ikke en gang kommer i nærheten av maksimalverdiene, kan ikke denne motstanden installeres. Beregningen utføres spesifikt for toppstrømmen (til den interne transistoren). Ved bruk av en ekstern transistor går toppstrømmen gjennom den, mens en mindre (kontroll)strøm går gjennom den interne transistoren.

VT 4 – en ekstern bipolar transistor plasseres i kretsen når den beregnede toppstrømmen overstiger 1,5A (ved stor utgangsstrøm). Ellers kan overoppheting av mikrokretsen føre til feil. Driftsmodus (transistorbasestrøm) R 26 , R 28 .

VD 2 – Schottky-diode eller ultrarask diode for spenning (forover og bakover) på minst 2U utgang

Beregningsprosedyre:

• Velg nominelle inngangs- og utgangsspenninger: V inn, V ut og maksimum

utgangsstrøm jeg ut.

I vårt opplegg V inn =24V, V ut =5V, I ut =500mA(maksimalt 750 mA)

• Velg minimum inngangsspenning V in(min) og minimum driftsfrekvens fmin med valgt V inn Og jeg ut.

I vårt opplegg V in(min) =20V (i henhold til tekniske spesifikasjoner), velge f min = 50 kHz

3) Beregn verdien (t på +t av) maks i henhold til formelen (t på +t av) maks =1/f min, t på (maks)- maksimal tid når utgangstransistoren er åpen, toff (maks)— maksimal tid når utgangstransistoren er lukket.

(t på +t av) maks =1/f min =1/50kHz=0.02 MS=20 μS

Beregn forholdet t på/t av i henhold til formelen t på /t av =(V ut +V F)/(V inn(min) -V sat -V ut), Hvor V F- spenningsfall over dioden (forover - fremover spenningsfall), V satt- spenningsfallet over utgangstransistoren når den er i helt åpen tilstand (metning - metningsspenning) ved en gitt strøm. V satt bestemt fra grafene eller tabellene gitt i dokumentasjonen. Fra formelen er det klart at jo mer V inn, V ut og jo mer de skiller seg fra hverandre, jo mindre innflytelse har de på det endelige resultatet V F Og V satt.

(t på /t av) max =(V ut +V F)/(V inn(min) -V sat -V ut)=(5+0,8)/(20-0,8-5)=5,8/14,2=0,408

4) Å vite t på/t av Og (t på +t av) maks løs ligningssystemet og finn t på (maks).

t av = (t på +t av) maks / ((t på /t av) maks +1) =20μS/(0.408+1)=14.2 μS

t på (maks) =20- t av=20-14,2 µS=5,8 µS

5) Finn kapasitansen til tidskondensatoren Fra 11 (Ct) i henhold til formelen:

C 11 = 4,5*10 -5 *t på(maks).

C 11 = 4.5*10 -5 * t på (maks) =4,5*10 - 5*5,8 µS=261pF(dette er min verdi), ta 680pF

Jo mindre kapasitans, jo høyere frekvens. Kapasitans 680pF tilsvarer frekvens 14KHz

6) Finn toppstrømmen gjennom utgangstransistoren: I PK(bryter) =2*I ut. Hvis det viser seg å være større enn den maksimale strømmen til utgangstransistoren (1,5 ... 1,6 A), er en omformer med slike parametere umulig. Det er nødvendig å enten beregne kretsen på nytt for en lavere utgangsstrøm ( jeg ut), eller bruk en krets med en ekstern transistor.

I PK(bryter) =2*I ut =2*0,5=1EN(for maksimal utgangsstrøm 750mA I PK(bryter) = 1,4A)

7) Regn ut Rsc i henhold til formelen: R sc =0,3/I PK(bryter).

R sc =0,3/I PK(bryter) =0,3/1=0,3 Ohm, Vi kobler 3 motstander parallelt ( R 11-12-13) 1 ohm

8) Beregn minimumskapasitansen til utgangsfilterkondensatoren: C 17 =I PK(bryter) *(t på +t av) maks /8V rippel(p-p), Hvor V-rippel (p-p)— maksimal verdi av utgangsspenningsrippel. Maksimal kapasitet er tatt fra standardverdiene som er nærmest den beregnede.

Fra 17 =jeg PK (bytte om) *(t på+ t av) maks/8 V krusning (s — s) =1*14,2 µS/8*50 mV=50 µF, ta 220 µF

9) Beregn minimumsinduktansen til induktoren:

L 1(min) = t på (maks) *(V inn (min) — V satt— V ut)/ jeg PK (bytte om) . Hvis C 17 og L 1 er for store, kan du prøve å øke konverteringsfrekvensen og gjenta beregningen. Jo høyere konverteringsfrekvensen er, desto lavere er minimumskapasitansen til utgangskondensatoren og minimumsinduktansen til induktoren.

L 1(min) =t på(maks) *(V inn(min) -V sat -V ut)/I PK(bryter) =5,8μS *(20-0.8-5)/1=82.3 µH

Dette er minimumsinduktansen. For mikrokretsen MC34063 bør induktoren velges med en bevisst større induktansverdi enn den beregnede verdien. Vi velger L=150μH fra CoilKraft DO5022.

10) Dividermotstander beregnes fra forholdet V ut =1,25*(1+R 24 /R 21). Disse motstandene må være minst 30 ohm.

For V ut = 5V tar vi R 24 = 3,6K, daR 21 =1,2K

Online beregning http://uiut.org/master/mc34063/ viser riktigheten av de beregnede verdiene (unntatt Ct=C11):

Det er også en annen online beregning http://radiohlam.ru/teory/stepdown34063.htm, som også viser riktigheten av de beregnede verdiene.

12) I henhold til beregningsbetingelsene i avsnitt 7, er toppstrømmen på 1A (maks 1,4A) nær den maksimale strømmen til transistoren (1,5 ... 1,6 A). Det anbefales å installere en ekstern transistor allerede ved en topp. strøm på 1A, for å unngå overoppheting av mikrokretsen. Dette har blitt gjort. Vi velger transistor VT4 MJD45 (PNP-type) med en strømoverføringskoeffisient på 40 (det anbefales å ta h21e så høyt som mulig, siden transistoren fungerer i metningsmodus og spenningsfallet over den er omtrent = 0,8V). Noen transistorprodusenter angir i databladets tittel at metningsspenningen Usat er lav, omtrent 1V, som er det du bør veiledes av.

La oss beregne motstanden til motstandene R26 og R28 i kretsene til den valgte transistoren VT4.

Basisstrøm til transistor VT4: Jeg b= jeg PK (bytte om) / h 21 eh . Jeg b=1/40=25mA

Motstand i BE-kretsen: R 26 =10*h21e/ jeg PK (bytte om) . R 26 =10*40/1=400 Ohm (ta R 26 =160 Ohm)

Strøm gjennom motstand R 26: I RBE =V BE /R 26 =0,8/160=5mA

Motstand i basiskretsen: R 28 =(Vin(min)-Vsat(driver)-V RSC -V BEQ 1)/(I B +I RBE)

R 28 =(20-0.8-0.1-0.8)/(25+5)=610 Ohm, du kan ta mindre enn 160 Ohm (samme som R 26, siden den innebygde Darlington-transistoren kan gi mer strøm for en mindre motstand.

13) Beregn snubberelementene R 32, C 16. (se beregningen av boost-kretsen og diagrammet nedenfor).

14) La oss beregne elementene i utgangsfilteret L 5 , R 37, C 24 (G. Ott "Metoder for å undertrykke støy og forstyrrelser i elektroniske systemer” s.120-121).

Jeg valgte - spole L5 = 150 µH (samme type choke med aktiv resistiv motstand Rdross = 0,25 ohm) og C24 = 47 µF (kretsen indikerer en større verdi på 100 µF)

La oss beregne filterdempningsreduksjonen xi =((R+Rdross)/2)* rot(C/L)

R=R37 settes når dempningsreduksjonen er mindre enn 0,6, for å fjerne overskridelsen av den relative frekvensresponsen til filteret (filterresonans). Ellers vil filteret ved denne grensefrekvensen forsterke svingningene i stedet for å dempe dem.

Uten R37: Ksi=0,25/2*(root 47/150)=0,07 - frekvensresponsen vil stige til +20dB, noe som er dårlig, så vi setter R=R37=2,2 Ohm, da:

C R37: Xi = (1+2,2)/2*(root 47/150) = 0,646 - med Xi 0,5 eller mer avtar frekvensresponsen (det er ingen resonans).

Resonansfrekvensen til filteret (grensefrekvens) Fср=1/(2*pi*L*C) må ligge under konverteringsfrekvensene til mikrokretsen (og dermed filtrere disse høye frekvensene 10-100 kHz). For de indikerte verdiene til L og C får vi Faver = 1896 Hz, som er mindre enn driftsfrekvensen til omformeren 10-100 kHz. Motstand R37 kan ikke økes med mer enn noen få ohm, da spenningen over den vil falle (med en belastningsstrøm på 500mA og R37=2,2 ohm vil spenningsfallet være Ur37=I*R=0,5*2,2=1,1V) .

Alle kretselementer er valgt for overflatemontering

Oscillogrammer av operasjon på forskjellige punkter i buck-omformerkretsen:

15) a) Oscillogrammer uten belastning ( Uin=24V, Uout=+5V):

Spenning +5V ved utgangen av omformeren (på kondensator C18) uten last

Signalet ved kollektoren til transistoren VT4 har en frekvens på 30-40Hz, siden uten belastning, kretsen bruker ca 4 mA uten last

Styresignaler på pinne 1 på mikrokretsen (nedre) og basert på transistor VT4 (øvre) uten last

b) Oscillogrammer under belastning(Uin=24V, Uout=+5V), med frekvensinnstillingskapasitans c11=680pF. Vi endrer belastningen ved å redusere motstanden til motstanden (3 oscillogrammer under). Utgangsstrømmen til stabilisatoren øker, det samme gjør inngangen.

Belastning - 3 68 ohm motstander i parallell ( 221 mA) Inngangsstrøm – 70mA

Gul stråle - transistorbasert signal (kontroll) Blå stråle - signal ved kollektoren til transistoren (utgang) Belastning - 5 68 ohm motstander i parallell ( 367 mA) Inngangsstrøm – 110mA

Gul stråle - transistorbasert signal (kontroll) Blå stråle - signal ved kollektoren til transistoren (utgang) Belastning - 1 motstand 10 ohm ( 500 mA) Inngangsstrøm – 150mA

Konklusjon: avhengig av belastningen endres pulsrepetisjonsfrekvensen, med høyere belastning øker frekvensen, deretter forsvinner pausene (+5V) mellom akkumulerings- og utløsningsfasene, bare rektangulære pulser gjenstår - stabilisatoren fungerer "på grensen" av dens evner. Dette kan også sees i oscillogrammet nedenfor, når "sag"-spenningen har overspenninger - stabilisatoren går inn i strømbegrensningsmodus.

c) Spenning ved c11=680pF ved en maksimal belastning på 500mA

Gul stråle - kapasitanssignal (kontrollsag) Blå stråle - signal ved kollektoren til transistoren (utgang) Belastning - 1 motstand 10 ohm ( 500 mA) Inngangsstrøm – 150mA

d) Spenningsrippel ved utgangen av stabilisatoren (c18) ved en maksimal belastning på 500 mA

Gul stråle - pulsasjonssignal på utgangen (s18) Belastning - 1 motstand 10 ohm ( 500 mA)

Spenningsrippel ved utgangen av LC(R)-filteret (c24) ved en maksimal belastning på 500 mA

Gul stråle - krusningssignal ved utgangen av LC(R)-filteret (c24) Belastning - 1 motstand 10 ohm ( 500 mA)

Konklusjon: topp-til-topp rippelspenningsområdet sank fra 300mV til 150mV.

e) Oscillogram av dempede svingninger uten snubber:

Blå stråle - på en diode uten snubber (innsetting av en puls over tid er synlig ikke lik perioden, siden dette ikke er PWM, men PFM)

Oscillogram av dempede oscillasjoner uten snubber (forstørret):

Beregning av en step-up, boost DC-DC-omformer på MC34063-brikken

http://uiut.org/master/mc34063/. For boost-driveren er det i utgangspunktet det samme som buck driver-beregningen, så det kan stoles på. Ved nettbasert beregning endres ordningen automatisk til standardskjemaet fra “AN920/D” Inndata, beregningsresultater og selve standardskjemaet er presentert nedenfor.

— felteffekt N-kanal transistor VT7 IRFR220N. Øker belastningskapasiteten til mikrokretsen og muliggjør rask veksling. Valgt av: Den elektriske kretsen til boost-omformeren er vist i figur 2. Antall kretselementer tilsvarer den siste versjonen av kretsen (fra filen “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH”). Det er elementer i diagrammet som ikke er på standard ordning online beregning. Dette er følgende elementer:

• Maksimal drain-source spenning V DSS =200V, fordi utgangsspenningen er høy +94V
• Lavt kanal spenningsfall RDS(on)max =0,6Om. Jo lavere kanalmotstand, jo lavere varmetapene og høyere effektivitet.
• Liten kapasitans (inngang), som bestemmer portladningen Qg (Total portavgift) og lav inngangsstrøm for porten. For en gitt transistor Jeg=Qg*FSW=15nC*50 KHz=750uA.
• Maksimal avløpsstrøm ID=5A, siden pulsstrøm Ipk=812 mA ved utgangsstrøm 100 mA

- spenningsdelerelementene R30, R31 og R33 (reduserer spenningen for VT7-porten, som ikke skal være mer enn VGS = 20V)

- utladningselementer til inngangskapasitansen VT7 - R34, VD3, VT6 når transistoren VT7 byttes til lukket tilstand. Reduserer forfallstiden til VT7-porten fra 400nS (ikke vist) til 50nS (bølgeform med en nedbrytningstid på 50nS). Logg 0 på pinne 2 på mikrokretsen åpner PNP-transistoren VT6 og inngangsportens kapasitans utlades gjennom CE-krysset VT6 (raskere enn bare gjennom motstanden R33, R34).

— spolen L viser seg å være veldig stor ved beregning, det velges en lavere nominell verdi L = L4 (Fig. 2) = 150 μH

— snubberelementer C21, R36.

Snubberberegning:

Derfor L=1/(4*3,14^2*(1,2*10^6)^2*26*10^-12)=6,772*10^4 Rsn=√(6,772*10^4 /26*10^- 12)=5,1 KOhm

Størrelsen på snubberkapasiteten er vanligvis en kompromissløsning, siden på den ene siden, jo større kapasitet, jo bedre utjevning ( mindre antall svingninger), derimot, lades kapasitansen opp igjen for hver syklus og sprer deler av den nyttige energien gjennom motstanden, noe som påvirker effektiviteten (vanligvis reduserer en normalt utformet snubber effektiviteten veldig litt, innen et par prosent).

Ved å installere en variabel motstand, bestemte vi motstanden mer nøyaktig R=1 K

Fig.2 Elektrisk kretsskjema for en step-up, boost driver.

Oscillogrammer av drift på forskjellige punkter i boost-omformerkretsen:

a) Spenning på forskjellige punkter uten last:

Utgangsspenning - 94V uten belastning

Portspenning uten belastning

Drener spenning uten belastning

b) spenning ved porten (gul stråle) og ved avløpet (blå stråle) til transistoren VT7:

på porten og drener under belastning endres frekvensen fra 11 kHz (90 µs) til 20 kHz (50 µs) - dette er ikke PWM, men PFM

på porten og drener under belastning uten snubber (strukket - 1 oscillasjonsperiode)

på port og avløp under belastning med snubber

c) for- og bakkantspenningsstift 2 (gul bjelke) og på porten (blå bjelke) VT7, sagstift 3:

blå - 450 ns stigetid på VT7 gate

Gul - hevetid 50 ns per pinne 2 chips blå - 50 ns stigetid på VT7 gate

sag på Ct (pinne 3 på IC) med kontrollfrigjøring F=11k

Beregning av DC-DC inverter (step-up/step-down, inverter) på MC34063-brikken

Beregningen er også utført ved bruk av standard “AN920/D” metode fra ON Semiconductor.

Beregningen kan gjøres umiddelbart "online" http://uiut.org/master/mc34063/. For en inverterende driver er det i utgangspunktet det samme som beregningen for en buck-driver, så den kan stoles på. Ved nettbasert beregning endres ordningen automatisk til standardskjemaet fra “AN920/D” Inndata, beregningsresultater og selve standardskjemaet er presentert nedenfor.

— bipolar PNP-transistor VT7 (øker belastningskapasiteten) Den elektriske kretsen til den inverterende omformeren er vist i figur 3. Antallet kretselementer tilsvarer den siste versjonen av kretsen (fra filen “Driver of MC34063 3in1 – ver 08.SCH ”). Ordningen inneholder elementer som ikke inngår i standard nettbasert beregningsordning. Dette er følgende elementer:

— spenningsdelere R27, R29 (stiller inn grunnstrømmen og driftsmodusen til VT7),

— demperelementer C15, R35 (demper uønskede vibrasjoner fra gassen)

Noen komponenter skiller seg fra de beregnede:

• spole L er tatt mindre enn beregnet verdi L = L2 (Fig. 3) = 150 μH (alle spoler er av samme type)
• utgangskapasitans tas mindre enn den beregnede C0=C19=220μF
• Fer tatt C13=680pF, tilsvarende en frekvens på 14KHz
• delemotstander R2=R22=3,6K, R1=R25=1,2K (tatt først for utgangsspenning -5V) og sluttmotstander R2=R22=5,1K, R1=R25=1,2K (utgangsspenning -6,5V)

Strømbegrensningsmotstanden er tatt Rsc - 3 motstander parallelt, 1 Ohm hver (resistens motstand 0,3 Ohm)

Fig.3 Elektrisk kretsskjema for omformeren (step-up/step-down, inverter).

Oscillogrammer av drift på forskjellige punkter i omformerkretsen:

a) med inngangsspenning +24V uten last:

utgang -6,5V uten belastning

på kollektoren – akkumulering og frigjøring av energi uten belastning

på pinne 1 og bunnen av transistoren uten belastning

på basen og kollektoren til transistoren uten belastning

utgangsrippel uten belastning

Når utvikleren av en hvilken som helst enhet står overfor spørsmålet "Hvordan får jeg den nødvendige spenningen?", er svaret vanligvis enkelt - en lineær stabilisator. Deres utvilsomme fordel er deres lave kostnader og minimale ledninger. Men i tillegg til disse fordelene har de en ulempe - sterk oppvarming. Lineære stabilisatorer konverterer mye verdifull energi til varme. Derfor er det ikke tilrådelig å bruke slike stabilisatorer i batteridrevne enheter. Er mer økonomiske DC-DC omformere. Det er det vi skal snakke om.

Bakside:

Alt er allerede sagt om driftsprinsippene før meg, så jeg vil ikke dvele ved det. La meg bare si at slike omformere kommer i Step-UP (step-up) og Step-Down (step-down) omformere. Jeg var selvfølgelig interessert i sistnevnte. Du kan se hva som skjedde på bildet over. Omformerkretsene ble nøye tegnet om av meg fra dataarket :-) La oss starte med Step-Down-omformeren:

Som du kan se, ingenting vanskelig. Motstander R3 og R2 danner en deler som spenningen fjernes fra og tilføres benet tilbakemelding mikrokretser MC34063. Følgelig, ved å endre verdiene til disse motstandene, kan du endre spenningen ved utgangen til omformeren. Motstand R1 tjener til å beskytte mikrokretsen mot feil i tilfelle kortslutning. Hvis du lodder en jumper i stedet, vil beskyttelsen bli deaktivert og kretsen kan avgi en magisk røyk som all elektronikk fungerer på. :-) Jo større motstand denne motstanden har, jo mindre strøm kan omformeren levere. Med sin motstand på 0,3 ohm vil strømmen ikke overstige en halv ampere. Forresten, alle disse motstandene kan beregnes av mine. Jeg tok choken ferdig, men ingen forbyr meg å vikle den selv. Hovedsaken er at den har den nødvendige strømmen. Dioden er også en hvilken som helst Schottky og også for den nødvendige strømmen. Som en siste utvei kan du parallellisere to laveffektsdioder. Kondensatorspenningene er ikke angitt på diagrammet, de må velges basert på inngangs- og utgangsspenningen. Det er bedre å ta det med dobbel reserve.
Step-UP-omformeren har mindre forskjeller i kretsen:

Kravene til deler er de samme som for Step-Down. Når det gjelder kvaliteten på den resulterende utgangsspenningen, er den ganske stabil og krusningene er, som de sier, små. (Jeg kan ikke si noe om krusninger selv siden jeg ikke har et oscilloskop ennå). Spørsmål, forslag i kommentarene.

MC34063 er en ganske vanlig type mikrokontroller for å bygge både lav-til-høy- og høy-til-lavspenningsomformere. Funksjonene til mikrokretsen ligger i dens tekniske egenskaper og ytelsesindikatorer. Enheten kan håndtere belastninger godt med en bryterstrøm på opptil 1,5 A, noe som indikerer et bredt spekter av bruken i ulike pulsomformere med høye praktiske egenskaper.

Beskrivelse av brikken

Spenningsstabilisering og konvertering– Dette er en viktig funksjon som brukes i mange enheter. Dette er alle typer regulerte strømforsyninger, konverteringskretser og innebygde strømforsyninger av høy kvalitet. De fleste forbrukerelektronikk er designet spesielt på denne MS, fordi den har høye ytelsesegenskaper og bytter en ganske stor strøm uten problemer.

MC34063 har en innebygd oscillator, så for å betjene enheten og begynne å konvertere spenning til forskjellige nivåer, er det nok å gi en innledende skjevhet ved å koble til en 470pF kondensator. Denne kontrolleren er veldig populær blant et stort antall radioamatører. Brikken fungerer bra i mange kretser. Og har en enkel topologi og enkel teknisk innretning, kan du enkelt forstå prinsippet om driften.

En typisk koblingskrets består av følgende komponenter:

• 3 motstander;
• diode;
• 3 kondensatorer;
• induktans.

Med tanke på kretsen for å redusere spenning eller stabilisere den, kan du se at den er utstyrt med dyp tilbakemelding og en ganske kraftig utgangstransistor, som sender spenning gjennom seg selv i en likestrøm.

Koblingskrets for spenningsreduksjon og stabilisering

Det kan sees fra diagrammet at strømmen i utgangstransistoren er begrenset av motstand R1, og tidskomponenten for innstilling av den nødvendige konverteringsfrekvensen er kondensator C2. Induktansen L1 akkumulerer energi når transistoren er åpen, og når den er lukket, utlades den gjennom dioden til utgangskondensatoren. Konverteringskoeffisienten avhenger av forholdet mellom motstandene til motstandene R3 og R2.

PWM-stabilisatoren fungerer i pulsmodus:

Når en bipolar transistor slås på, får induktansen energi, som deretter akkumuleres i utgangskapasitansen. Denne syklusen gjentas kontinuerlig, noe som sikrer et stabilt utgangsnivå. Forutsatt at det er en spenning på 25V ved inngangen til mikrokretsen, vil den ved utgangen være 5V med en maksimal utgangsstrøm på opptil 500mA.

Spenningen kan økes ved å endre type motstandsforhold i tilbakekoblingskretsen koblet til inngangen. Den brukes også som en utladningsdiode under virkningen av den bakre EMF akkumulert i spolen på tidspunktet for ladingen med transistoren åpen.

Ved å bruke denne ordningen i praksis, det er mulig å produsere svært effektivt buck omformer. I dette tilfellet bruker ikke mikrokretsen overflødig strøm, som frigjøres når spenningen faller til 5 eller 3,3 V. Dioden er designet for å gi omvendt utladning av induktansen til utgangskondensatoren.

Pulsreduksjonsmodus spenning lar deg spare batteristrøm betydelig når du kobler til enheter med lavt strømforbruk. For eksempel, når du bruker en konvensjonell parametrisk stabilisator, krevde oppvarming av den under drift minst 50 % av effekten. Hva kan vi da si hvis det kreves en utgangsspenning på 3,3 V? En slik nedtrappingskilde med en belastning på 1 W vil forbruke alle 4 W, noe som er viktig når man utvikler høykvalitets og pålitelige enheter.

Som praksisen med å bruke MC34063 viser, er det gjennomsnittlige strømtapet redusert til minst 13 %, noe som ble det viktigste insentivet for den praktiske implementeringen for å drive alle lavspentforbrukere. Og med tanke på pulsbreddekontrollprinsippet, vil mikrokretsen varmes opp ubetydelig. Derfor er det ikke nødvendig med radiatorer for å avkjøle den. Den gjennomsnittlige effektiviteten til en slik konverteringskrets er minst 87%.

Spenningsregulering ved utgangen av mikrokretsen utføres på grunn av en resistiv deler. Når den overskrider den nominelle verdien med 1,25V, bytter komporatoren utløseren og lukker transistoren. Denne beskrivelsen beskriver en spenningsreduksjonskrets med et utgangsnivå på 5V. For å endre den, øke eller redusere den, må du endre parametrene til inngangsdeleren.

En inngangsmotstand brukes til å begrense strømmen til bryteren. Beregnes som forholdet mellom inngangsspenningen og motstanden til motstanden R1. For å organisere en justerbar spenningsstabilisator er midtpunktet til en variabel motstand koblet til pinne 5 på mikrokretsen. En utgang er til den vanlige ledningen, og den andre er til strømforsyningen. Konverteringssystemet opererer i et frekvensbånd på 100 kHz; hvis induktansen endres, kan den endres. Når induktansen avtar, øker konverteringsfrekvensen.

Andre driftsmoduser

I tillegg til driftsmodusene for reduksjon og stabilisering, brukes også boost-modus ganske ofte. skiller seg ved at induktansen ikke er ved utgangen. Strøm flyter gjennom den inn i lasten når nøkkelen er lukket, som, når den er ulåst, leverer en negativ spenning til den nedre terminalen til induktansen.

Dioden gir på sin side induktansutladning til lasten i én retning. Derfor, når bryteren er åpen, genereres 12 V fra strømkilden og maksimal strøm ved belastningen, og når den er lukket ved utgangskondensatoren, stiger den til 28 V. Effektiviteten til boostkretsen er minst 83 %. Kretsfunksjon når den brukes i denne modusen, slås utgangstransistoren på jevnt, noe som sikres ved å begrense grunnstrømmen gjennom en ekstra motstand koblet til pin 8 på MS. Klokkefrekvensen til omformeren er satt av en liten kondensator, hovedsakelig 470 pF, mens den er 100 kHz.

Utgangsspenningen bestemmes av følgende formel:

Uout=1,25*R3 *(R2+R3)

Ved å bruke kretsen ovenfor for å koble til MC34063A-mikrokretsen, kan du lage en step-up spenningsomformer drevet fra USB til 9, 12 eller mer volt, avhengig av parametrene til motstand R3. For å utføre en detaljert beregning av egenskapene til enheten, kan du bruke en spesiell kalkulator. Hvis R2 er 2,4k ohm og R3 er 15k ohm, vil kretsen konvertere 5V til 12V.

MC34063A spenningsforsterkningskrets med ekstern transistor

Den presenterte kretsen bruker en felteffekttransistor. Men det var en feil i det. På den bipolare transistoren er det nødvendig å endre noen steder K-E. Nedenfor er et diagram fra beskrivelsen. Den eksterne transistoren velges basert på bryterstrømmen og utgangseffekten.

Ganske ofte, for å drive LED-lyskilder, brukes denne spesielle mikrokretsen til å bygge en ned- eller opp-omformer. Høy effektivitet, lavt forbruk og høy stabilitet av utgangsspenningen er hovedfordelene med kretsimplementeringen. Det er mange LED-driverkretser med forskjellige funksjoner.

Som ett av mange eksempler praktisk anvendelse Du kan vurdere følgende diagram nedenfor.

Ordningen fungerer som følger:

Når et styresignal påføres, blokkeres den interne triggeren til MS og transistoren lukkes. Og ladestrømmen til felteffekttransistoren flyter gjennom dioden. Når kontrollpulsen fjernes, går utløseren inn i den andre tilstanden og åpner transistoren, noe som fører til utladning av porten VT2. Denne tilkoblingen av to transistorer Gir rask av og på VT1, som reduserer sannsynligheten for oppvarming på grunn av nesten fullstendig fravær av en variabel komponent. For å beregne strømmen som flyter gjennom lysdiodene, kan du bruke: I=1,25V/R2.

Lader for MC34063

MC34063-kontrolleren er universell. I tillegg til strømforsyninger kan den brukes til å designe en lader for telefoner med en utgangsspenning på 5V. Nedenfor er et diagram over enhetsimplementeringen. Henne operasjonsprinsipp er forklart som ved en vanlig nedadgående konvertering. Utgangsbatteriets ladestrøm er opptil 1A med en margin på 30 %. For å øke den, må du bruke en ekstern transistor, for eksempel KT817 eller en hvilken som helst annen.